БЕЛОРУССКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ИНФОРМАТИКИ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ
Кафедра РЭС
Реферат на тему:
«Устройства выборки – хранения. Устройства на переключаемых конденсаторах. Линейные стабилизаторы напряжения»

Устройства выборки - хранения
При сборе информации и ее последующем преобразовании часто бывает необходимо зафиксировать значение аналогового сигнала в некоторый момент времени. Некоторые типы аналогово-цифровых преобразователей, например, последовательного приближения, могут давать совершенно непредсказуемые ошибки, если их входной сигнал не зафиксирован во время преобразования. При смене входного кода цифро-аналоговых преобразователей из-за неодновременности установления разрядов наблюдаются выбросы выходного напряжения. Для устранения этого явления на время установления также следует зафиксировать выходной сигнал ЦАП. Устройства выборки - хранения (УВХ) (слежения - хранения), выполняющие эту функцию, должны на интервале времени выборки (слежения) повторять на выходе входной аналоговый сигнал, а при переключении режима на хранение сохранять последнее значение выходного напряжения до поступления сигнала выборки. Схема простейшего УВХ приведена на рис. 1а.

Рис. 1. Устройство выборки - хранения
Когда ключ S замкнут, выходное напряжение схемы повторяет входное, т.е. U_вых = U_вх (рис. 1б). При размыкании ключа Uвых сохраняет свое значение, последнее перед размыканием. Выходной повторитель на ОУ препятствует разряду конденсатора хранения С_хр на нагрузку схемы. Входное сопротивление повторителя должно быть как можно больше, поэтому обычно применяют ОУ с полевыми транзисторами на входе.
Простейшая схема УВХ имеет ряд недостатков:
·                     При замкнутом ключе источник входного сигнала имеет значительную емкостную нагрузку. Если источником является ОУ, это обычно приводит к его самовозбуждению.
·                     ОУ с полевыми транзисторами на входе, применяемые в качестве буферных повторителей, имеют значительное смещение нуля.
Эти недостатки во многом устранены в ИМС устройства выборки - хранения LF398 (отечественный аналог - 1100СК2), которая в течение многих лет была по существу промышленным стандартом. Функциональная схема этой ИМС приведена на рис. 2. Здесь схема имеет общую отрицательную обратную связь, охватывающую всю схему - с выхода усилителя ОУ₂ на вход усилителя ОУ₁.

Рис. 2. Функциональная схема УВХ 1100СК2
Когда коммутатор находится в замкнутом состоянии, потенциал выхода операционного усилителя ОУ₁ вследствие действия общей отрицательной обратной связи устанавливается таким, что Uвых отличается от U_вх на величину напряжения смещения ОУ₁. При этом смещение, возникающее из-за наличия коммутатора и ОУ₂, сводится к нулю. Диоды в этом состоянии схемы заперты, так как падение напряжения на них, равное указанному смещению, достаточно мало (<= 20мВ). При размыкании коммутатора управляющим сигналом выходное напряжение остается неизменным. Резистор R₁ и диоды предотвращают насыщение ОУ₁, которое могло бы возникнуть из-за размыкания общей отрицательной обратной связи в этом режиме. Это снижает время переходного процесса при замыкании коммутатора. Усилитель ОУ₁ обеспечивает высокое входное сопротивление УВХ. Он выполнен по схеме с биполярными транзисторами на входе, что легко позволяет получить смещение нуля схемы в пределах 5 мВ. Резистор R2 ограничивает ток заряда конденсатора хранения.
Основные характеристики УВХ:
Точностные характеристики
1.                Напряжение смещения нуля U_см, определяемое практически смещением нуля ОУ₁.
2.                Дрейф фиксируемого напряжения при заданной емкости С_хр
 U_вых /  t= I_р / С_хр,
где I_р - ток разряда конденсатора. Он складывается из токов утечки конденсатора и коммутатора, а также из входного тока усилителя ОУ₂.
При заданном токе утечки величину дрейфа можно уменьшить путем увеличения емкости конденсатора С_хр. Однако это ухудшает динамические характеристики схемы.
Динамические характеристики
1.                Время выборки tв определяет, как долго при самых неблагоприятных условиях длится процесс заряда конденсатора хранения до величины входного напряжения с заданным уровнем допуска. Это время пропорционально емкости С_хр. Перевод УВХ в режим хранения до окончания интервала выборки чреват значительными ошибками.
2.                Апертурная задержка t_а. Это период между моментом снятия управляющего напряжения и фактическим запиранием последовательного коммутатора.
В табл. 1 приведены основные характеристики некоторых типов УВХ, выпускаемых промышленностью.
Таблица 1
Примечания:
1.                - Схр =1000 пФ;
2.                - до точности 0,1%;
3.                - до точности 0,01%;
4.                - встроенный конденсатор хранения

 

Устройства на переключаемых конденсаторах

В последнее время наблюдается исключительно быстрый рост производства и применения МОП-структур, имеющих много преимуществ перед биполярными схемами. У МОП-структур большой входной импеданс, и они управляются напряжением (в отличие от биполярных схем, управляемых по существу током). Комплементарные МОП-структуры практически не потребляют мощности в статическом режиме. Технология МОП-структур обеспечивает большую плотность упаковки, чем биполярных. Наконец, эта технология позволяет простым способом реализовать в ИМС конденсаторы относительно большой емкости. Такие МОП-конденсаторы в сочетании с МОП-ключами позволяют заменить резисторы в некоторых типах ИМС и построить аналоговые вычислительные схемы со значительно лучшими точностными и эксплуатационными характеристиками. Замена резисторов конденсаторами, в частности, позволяет повысить точность аналоговых и аналого-цифровых устройств и уменьшить количество внешних элементов, подключаемых к микросхеме. В табл. 2 представлены сравнительные характеристики интегральных резисторов и МОП-конденсаторов.
Таблица 2
Высокая точность изготовления интегральных МОП-конденсаторов и их стабильность способствовали тому, что в последние годы получили развитие способы обработки сигналов, использующие явление дискретного переноса зарядов. Один из путей реализации этих способов состоит в применении схем с переключаемыми конденсаторами.
Рассмотрим реализацию аналогового интегратора с применением переключаемого конденсатора. На рис. 3а приведена схема обычного аналогового интегратора.
Передаточная функция этой схемы имеет вид
а частотная характеристика

Рис. 3. Схемы интеграторов: а) - на RC-цепи, б) - с коммутируемым конденсатором
На рис. 3 б показан интегратор, в котором резистор R1 имитируется с помощью схемы с переключаемым конденсатором. Этот интегратор работает следующим образом. Коммутатор периодически переключается из положения 1 в положение 2 и обратно с периодом Т. В момент nT конденсатор С₁ заряжается до напряжения u_вх(nT), поэтому накопленный на нем заряд составляет С₁u_вх(nT). После переключения коммутатора из положения 1 в положение 2 в момент nТ+Т/2 конденсатор С₁ разряжается на вход ОУ с конденсатором С₂ в обратной связи. Поскольку входное дифференциальное напряжение и входные токи идеального ОУ равны нулю, конденсатор С₁ разрядится полностью и его заряд суммируется с зарядом, накопленным на конденсаторе С₂. В результате в момент (n+1)Т справедливо следующее уравнение зарядов:
С₂u_вых[(n+1)T] = С₂u_вых(nT) - С₁u_вх(nT). (3)
Здесь знак "-" обусловлен отрицательной обратной связью. Применив к обеим частям уравнения (3) z-преобразование, получим уравнение
zС₂U_вых(z) = С₂U_вых(z) - С₁U_вх(z). (4)
Определенная из этого уравнения передаточная функция имеет вид
Представляет интерес сравнение свойств интеграторов, показанных на рис. 3. Перейдем к частотным харктеристикам, подставив в (5) z=exp(jT). Получим
При T стремящемся к 0 выражение в скобках в знаменателе правой части уравнения (6) неограниченно приближается к jT. Таким образом, для частот входного сигнала, низких относительно частоты переключения коммутатора f=1/T, можно приближенно записать
Сравнивая выражения (2) и (7), находим, что в схеме на рис. 3 б коммутируемый конденсатор имитирует входной резистор схемы на рис 3 а, с сопротивлением, равным T/С₁. Поэтому, увеличивая частоту переключения коммутатора, мы уменьшаем эквивалентную постоянную времени интегрирования интегратора.
Применение интеграторов с переключаемыми конденсаторами в ИМС фильтров вместо обычных интеграторов дает два существенных преимущества. Во-первых, коэффициент передачи интегратора зависит только от отношения двух конденсаторов, а не от их абсолютных величин. Вообще говоря, можно достаточно просто создать на кремниевой подложке ИМС пару любых однотипных согласованных элементов, в то время как получение разнотипных элементов (резистора и конденсатора) с точными значениями и высокой стабильностью весьма затруднительно (различия температурных коэффициентов сопротивления (ТКС) и емкости (ТКЕ) могут быть значительными!). Поэтому ИМС фильтров на переключаемых конденсаторах значительно дешевле. Например, фильтр нижних частот 8-го порядка на ИМС МАХ291 (переключаемые конденсаторы) стоит почти в 5 раз дешевле аналогичного фильтра на двух ИМС MAX270 (RC-интеграторы).
Второе преимущество фильтров на переключаемых конденсаторах состоит в возможности настройки их характеристической частоты (т.е. центральной частоты полосового фильтра или точки -3 дБ фильтра нижних частот) изменением только тактовой частоты. Это объясняется тем, что характеристическая частота фильтра, построенного на основе метода переменных состояния, пропорциональна коэффициенту передачи интегратора (или, что то же, обратнопропорциональна постоянной времени интегрирования). Это позволяет выпускать фильтры 8-го порядка в корпусе с восемью выводами без внешних времязадающих элементов (например, MAX291), в то время как ИМС фильтров с RC-интеграторами имеют значительно больше выводов и требуют подключения значительного количества точных резисторов (например, микросхема МАХ274 имеет 24 вывода; ее типовая схема включения содержит 15 внешних резисторов).
Теперь о недостатках фильтров на переключаемых конденсаторах. Такие фильтры имеют два неприятных свойства, которые обусловлены присутствием периодического тактового сигнала. Первое, это сквозное прохождение сигнала тактовой частоты, а именно наличие некоторого выходного сигнала (с напряжением приблизительно от 10 до 25 мВ) с частотой тактового колебания, напряжение которого не зависит от прикладываемого входного сигнала. Чаще всего это не имеет существенного значения, поскольку этот сигнал значительно удален от полосы, занимаемой обрабатываемым сигналом (обычно разработчики ИМС задают частоту коммутации в 100 раз (реже в 50 раз) больше характеристической частоты фильтров). Если же такое сквозное прохождение тактового сигнала нежелательно, то для его подавления обычно используют простой ФНЧ первого или второго порядка. В состав ИМС фильтров на переключаемых конденсаторах обычно включают неинвертирующий повторитель, на котором может быть построен такой фильтр.
Вторая проблема более тонкого свойства связана с наложением спектров. Любые компоненты входного сигнала, которые отстоят по частоте от частоты тактового сигнала на величину, соответствующую частотам полосы пропускания, не будут подавлены. Например, при использовании ИМС MAX291 в качестве ФНЧ с частотой среза 1 кГц (при тактовой частоте в 100 кГц) все спектральные компоненты входного сигнала в диапазоне от 99 до 101 кГц будут преобразованы в полосу частот от постоянного тока до частоты 1 кГц. Поэтому в случае, если в спектре входного сигнала есть заметные компоненты частот, близких к тактовой частоте, перед входом фильтра следует включить простой предварительный фильтр нижних частот.

Линейные стабилизаторы напряжения

Почти любая электронная схема - от простых схем на транзисторах и операционных усилителях и до сложнейших цифровых и микропроцессорных систем - требует для своей работы одного или нескольких стабильных источников постоянного тока. Простые нерегулируемые источники питания типа "трансформатор - неуправляемый выпрямитель - фильтр нижних частот" во многих случаях не годятся, так как их выходное напряжение зависит от тока нагрузки и напряжения в сети. К счастью, легко построить источник стабильного питания, используя отрицательную обратную связь и сравнивая выходное напряжение с некоторым постоянным эталонным (опорным) напряжением. Такие стабилизированные источники питания универсальны и могут быть изготовлены в виде интегральных микросхем стабилизаторов напряжения.
Как правило, регулирующим элементом ИМС стабилизаторов напряжения является биполярный либо полевой транзистор. Если этот транзистор работает в активном режиме, то стабилизатор называют линейным (непрерывным), а если регулирующий транзистор работает в ключевом режиме - импульсным.

Схемотехника линейных стабилизаторов напряжения

Микросхемы источников питания относятся к так называемым интеллектуальным силовым приборам, то-есть к таким, у которых на кристалле помимо силовых транзисторов расположена более или менее сложная схема управления ими. Принципиальная трудность создания таких приборов заключается в том, что силовые транзисторы рассеивают значительную энергию, вызывая тем самым нагрев кристалла с существенным градиентом температур. Это резко ухудшает стабильность узлов схемы управления, таких как источник опорного напряжения и дифференциальный каскад усилителя ошибки.
Монолитный линейный интегральный стабилизатор напряжения был впервые разработан Р. Видларом (США) в 1967 году. Эта микросхема (А723) содержит регулирующий транзистор, включаемый последовательно между источником нестабилизированного напряжения и нагрузкой, усилитель ошибки и термокомпенсированный источник опорного напряжения. Схема оказалась настолько удачной, что в начале 70-х годов выпуск ее доходил до 2 млн. штук в месяц! По массовости применения среди аналоговых ИМС линейные интегральные стабилизаторы напряжения стоят на втором месте после операционных усилителей.

Литература
1.                        Лидовский В.И. Теория информации. - М., «Высшая школа», 2002 г. – 120 с.
2.                        Метрология и радиоизмерения в телекоммуникационных системах. Учебник для ВУЗов. / В.И. Нефедов, В.И. Халкин, Е.В. Федоров и др. – М.: Высшая школа, 2001 г. – 383 с.
3.                        Цапенко М.П. Измерительные информационные системы. -. – М.: Энергоатом издат, 2005. – 440 с.
4.            Зюко А.Г., Кловский Д.Д., Назаров М.В., Финк Л.М. Теория передачи сигналов. М: Радио и связь, 2001 г. –368 с.
5.            Б. Скляр. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. Изд. 2-е, испр.: Пер. с англ. – М.: Издательский дом «Вильямс», 2003 г. – 1104 с.