Реферат Разработка АЦП
Работа добавлена на сайт bukvasha.net: 2015-10-28Поможем написать учебную работу
Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
от 25%
Подписываем
договор
Содержание
Техническое задание………………………………………………………...4
Введение……………………………………………………………………...5
1. Особенности выбранной реализации АЦП………….……………………..7
2. Расчет общих параметров АЦП…………………………………………….9
2.1. Расчет верхней частоты входного сигнала………………………….9
2.2. Расчет частоты дискретизации……………………………………...11
2.3. Определение требуемой разрядности АЦП………………………...13
3. Расчет функциональных узлов АЦП……………………………………....15
3.1. Входной повторитель………………………………………………..15
3.2. Коммутатор входных аналоговых сигналов………………………..16
3.3. Фильтр низких частот………………………………………………..17
3.4. Схема определения знака……………………………………..….….19
3.5. Преобразователь амплитудных значений…………………………..20
3.6. Схема автоматического выбора пределов измерения……………..22
3.7. Источник опорного напряжения…………………………………….25
3.8. Преобразователь средневыпрямленных значений………………....27
3.9. Устройство выборки-хранения……………………………………...30
3.10. Аналого-цифровой преобразователь………………………………..32
3.11. Схема синхронизации………………………………………………..35
4. Расчет погрешностей………………………………………………………..38
5. Заключение…………………………………………………………………..43
Список литературы……………………………………………………………….44
Приложение А
Приложение Б
Приложение В
Приложение Г
Приложение Д
Приложение Е
Приложение Ж
Приложение З
Приложение И
Техническое задание
Разработать аналого-цифровой преобразователь с входным мультиплексором, активными фильтрами, устройством выбора предела измерения, устройством выборки-хранения и другими узлами, со следующими основными характеристиками:
Таблица 1 - Основные характеристики проектируемого АЦП
| Предел измерения напряжения, В | 10-3; 10-2; 0,1 | |
| Класс точности (c/d) | 0,5/0,05 | |
| Входное сопротивление, МОм | 1 | |
| Число каналов измерения | 4 | |
| Время измерения по одному каналу, не более, с | 10-3 | |
| Диапазон рабочих температур, °С | -10÷ +80 | |
| Параметры входного спектра | fc1, Гц | 40 |
| fc2, кГц | 12 | |
| fc3, МГц | 1 | |
Разработать принципиальную и блок-схемы устройства, подобрать современную микросхему, позволяющую реализовать заданное устройство.
Рис. 1 - Спектр входного сигнала
ВВЕДЕНИЕ
Большинство информационно-измерительных систем в настоящее время работают с цифровыми сигналами, которые удобнее хранить, защищать, передавать и обрабатывать. Тем не менее, в измерительной технике всегда будет существовать аналоговый сигнал. Следовательно, важным моментом функционирования ИИС является преобразование аналоговой величины в цифровой код за определенное время с требуемой точностью.
Принцип работы АЦП зависит от метода преобразования. По алгоритму преобразования основные методы преобразования, используемые в микросхемах АЦП, делятся на:
- последовательные;
- параллельные;
- последовательно-параллельные.
Наиболее распространенным видом аналого-цифровых преобразователей в настоящее время являются АЦП последовательного приближения. Хотя быстродействие у данных АЦП среднее, эти преобразователи позволяют в течение одного периода тактового сигнала получить один двоичный разряд.
В основе работы этого класса преобразователей лежит принцип последовательного сравнения измеряемой величины с 1/2, 1/4, 1/8 и т.д. от возможного максимального ее значения. Это позволяет для N-разрядного АЦП последовательного приближения выполнить весь процесс преобразования за N последовательных шагов и получить существенный выигрыш в быстродействии по отношению к АЦП последовательного счета. Так, уже при N=10 этот выигрыш достигает 100 раз и позволяет получить с помощью таких АЦП до 105...106 преобразований в секунду.
Для реализации данного типа АЦП необходимо использование таких функциональных узлов как регистр последовательного приближения (РПП), цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), элемент сравнения и схема синхронизации работы всего преобразователя.
В настоящее время большинство серийно выпускаемых последовательных АЦП работают по принципу последовательного приближения.
В курсовом проекте большинство используемых элементов схемы зарубежные аналоги отечественных с улучшенными характеристиками.
1. Особенности выбранной Реализации АЦП
Проектируемый АЦП является аналого-цифровым преобразователем поразрядного взвешивания и построен на базе импортного аналога регистра последовательных приближений АМ2504.
АЦП состоит из входного повторителя, мультиплексора, активного фильтра низких частот, схемы автоматического выбора пределов измерения и определения знака, масштабирующего усилителя, двухполупериодного выпрямителя среднего значения, устройства выборки-хранения, регистра последовательных приближений ЦАП, компаратора, тактового генератора.
Структурная схема АЦП приведена в приложении А.
Устройство состоит из следующих функциональных узлов:
· входной повторитель необходим для получения требуемого входного сопротивления.
· коммутатора, осуществляющего переключение каналов;
· активного ФНЧ, уменьшающего эффект наложения спектров;
· схема определения знака составлена на компараторе, который переключается при переходе входного сигнала через ноль.
· схемы автоматического выбора пределов измерения, изменяет коэффициент передачи, т.е. приводит значение входного сигнала к основному пределу измерения, осуществляет приведение выходного сигнала к основному пределу измерения 0,1В;
· схемы выделения абсолютного значения, на случай если входной сигнал может быть отрицательным;
· УВХ, осуществляющее постоянство преобразуемого сигнала во время преобразования;
· РПП, формирующего цифровой код преобразуемого сигнала;
· АЦП, осуществляющего преобразование кода на выходе РПП в аналоговый сигнал для сравнения с преобразуемым сигналом;
· сравнивающее устройство, формирующее код в последовательном формате;
· буферные регистры необходимы для регистрации цифрового представления аналогового входного сигнала (кода).
· схемы синхронизации, подающей управляющие импульсы на большинство функциональных узлов устройства с целью согласованной их работы.
2. Расчет общих параметров АЦП
2.1 Расчет верхней частоты входного сигнала
На рис. 2.1 представлены составляющие спектра входного сигнала и его огибающая.
Рис. 2.1 - Сплошной спектр входного сигнала.
Расчёт верхней частоты эффективного спектра сигнала проводится с учётом того, что для исключения потери информации о сигнале необходимо, чтобы проектируемое устройство обеспечивало передачу не менее 95% спектральной мощности входного сигнала. Оценить эту мощность можно по площади, ограниченной графиком и осями координат.
Площадь, ограниченная спектром сигнала может быть рассчитана интегрированием составляющих, площадь получится в относительных единицах.
Энергетически значимая часть Sзн=13950,827*0,95=13253,286 ед2.
Если мы зададим fв=890,5 кГц, то теряться будет меньше 5% площади
2.2 Расчет частоты дискретизации
Найдем значение частоты дискретизации по теореме Котельникова В.А.:
(2.2.1)Зададим коэффициент запаса Кзк=3, что позволит получить ровное значение частоты дискретизации и избежать наложения спектров.
Подставляя в формулу (2.2.1) значение верхней частоты (см. п.2.1), находим fд=5,343 МГц. Так как в дальнейшем предполагается выпрямление входного сигнала, то его частота удваивается, а, следовательно, и частота дискретизации должна быть увеличена в 2 раза. Получим fд=10,686 МГц.
Период дискретизации равен
(2.2.2)Найдем значение частоты дискретизации по теореме Бернштейна С.Н.:
(2.2.3)Umax=0,1 В – номинальное напряжение основного предела измерения,
Δа- погрешность аппроксимации при восстановлении сигнала по его дискретным значениям.
(2.2.4) (2.2.5)h£0.0005В при Umax=0,1 В.
Dа=
(В)fд.Б.=
=34,167 МГц.Найдем соотношение частот дискретизации по Бернштейну С.Н. и по Котельникову В.А.:
В нашем случае частота дискретизации по теореме Бернштейна в 3,19 раза превышает частоту дискретизации по теореме Котельникова, что указывает на верность расчета.
2.3 Определение требуемой разрядности АЦП
Требуемую разрядность АЦП определим исходя из соображений обеспечения необходимого класса точности. Основная относительная погрешность устройства, выраженная в процентах от значения измеряемого напряжения не должна превышать
(2.3.1)где Xmax – напряжение, соответствующее концу шкалы на основном диапазоне измерения;
X –значение измеряемой величины.
Погрешность квантования не должна превышать погрешность преобразования. Поэтому при определении шага квантования необходимо учитывать соотношение:
, (2.3.2)где δmax=с/100 (при X=Xmax), т. е. δmax=0,005%.
Для цифрового измерительного прибора (в частности АЦП) между пределом измерения Xmax и шагом квантования существует зависимость:
, (2.3.3)где n – количество двоичных разрядов или разрядность АЦП.
Учитывая два последних выражения для шага квантования, можно записать:
;Откуда разрядность АЦП определяется следующим образом:
;Тогда шаг квантования можно найти:
;3. Расчет функциональных узлов АЦП
3.1 Входной повторитель
Входной повторитель необходим для обеспечения заданного входного сопротивления.
Рис. 3.1 - Входной каскад
Выбираем неинвертирующую схему включения входного повторителя с единичным коэффициентом усиления (рис. 3.1). В качестве DA1-DA4 применяем ОУ К140УД26А (широкополосный прецизионный операционный усилитель со сверхнизким значением входного напряжения шума, высоким коэффициентом усиления напряжения, см. Приложение В).
Т.к. ОУ работает как повторитель напряжения, следовательно, погрешность, связанная с дрейфом нуля, будет компенсироваться на входе.
Выбираем следующие элементы:
R1..R4 - С2 - 29В - 0,25 – 909 кОм ± 0,5 % (из ряда Е192)
DA1...DA4 - К140УД26А.
3.2 Коммутатор входных аналоговых сигналов
Поскольку число каналов измерения 4, то в качестве коммутатора входных сигналов выбираем 4-канальный мультиплексор фирмы Analog Device AD7502KQ (industrial version), с диапазоном рабочих температур -25.. +85 ºС(Приложение Г).
Рис. 3.2 - Мультиплексор AD7502KQ.
Управление каналами и разрешение коммутации производиться от внешнего устройства по входам A0, A1, EN.
3.3 Фильтр низких частот
Для построения фильтра следует определить его порядок, который определяется по наклону АЧХ фильтра.
X = 20 * log 2 ( 2 / ( lg fд – lg fв ) ) =20 дБ. (3.3.1)
В нашем случае этот наклон составляет минус 20дБ/дек. Для повышения качества фильтрации возьмем фильтр второго порядка.
Выбираем фильтр Баттерворта, построенного по структуре Саллен-Ки [5], так как он имеет гладкую спектральную характеристику, без пульсации в зонах пропускания и заграждения.
Рис. 3.3 - Фильтр НЧ Баттерворта
Для фильтра Баттерворта 2-го порядка коэффициенты b и c приведены в табл. 3.1.
Табл. 3.1 - Коэффициенты b и с для фильтра Баттерворта
| Порядок фильтра | 2 | |
| Номер звена | 1 | |
| Фильтр Баттерворта | b c | 1,4142 1,0000 |
В литературе рекомендуется следующий порядок расчета ФНЧ. Начальные параметры для расчета fср равна 890,5 кГц, коэффициент усиления в полосе пропускания А равен 1.
Параметры b и с берутся из табл. 2.
b=1.4142,
c=1,
fc=890,5 кГц.
Расчет начинается с выбора емкости С1:
(3.3.2)Далее определяем С2, R5, R6:
; (3.3.3) ; (3.3.4); (3.3.5)Расчетные значения номиналов конденсаторов и резисторов
С1=1123*10-12 Ф, С2=561,49*10-12Ф,
R5=R6=225Ом
Выбираем следующие номиналы элементов:
С1 = 1100 пФ, из ряда Е192;
С2 = 560 пФ, из ряда Е24, допуск 0,5%;
R5 = R6 = 220 Ом, из ряда Е192.
Таблица 3.2 - Типы и номиналы пассивных элементов ФНЧ
| Обозначение | Тип |
| R5, R6 | C1- 4 – 0,5В – 220 Ом ±0,5% |
| С1 | SMD-0805–NP0 – 50В – 1000пФ ±5% |
| С2 | SMD-0805–NP0 – 50В – 560пФ ±5% |
| DA6 | K140УД26А |
3.4 Схема определения знака
Для определения знака входного сигнала необходимо предусмотреть схему определения знака, которая подключается после ФНЧ (рис.3.4).
Рис. 3.4 - Схема определения знака
В качестве такой схемы выберем быстродействующий компаратор DA15 MAX961 (см.Приложение И), предназначенный для управления ТТЛ схемами.
Компаратор включен так, что переключаетcя при переходе через нуль (подача ‘земли’ на инвертирующий вход). Сигнал, поступающий на информационный вход W, сравнивается с «землей».
Uсм=3мВ,
Iвх=10 мкА,
Uвых «1»=2,5…4,5В,
Uвых «0»=0,5…0 В,
Iпот+(-)=42(34) мА,
tзд=12 нс.
3.5 Преобразователь амплитудных значений
Для работы схемы автоматического выбора пределов измерения необходим простейший пиковый детектор с ОУ DA7 – К140УД26А (активный ПАЗ) (Рис.3.5).
Рис.3.5 - Пиковый детектор.
Использование выпрямительных элементов в сочетании с ОУ позволяет существенно снизить порог чувствительности ПАЗ (на один-два порядка по сравнению с пассивными ПАЗ), уменьшить влияние нелинейности и нестабильности характеристик выпрямительных элементов.
Преобразуемое переменное напряжение подается на неинвертирующий вход ОУ. Если Uвх больше 0, диод VD1 смещается в прямом направлении, подключая С3 к выходу ОУ. Конденсатор С3 заряжается до амплитудного значения Uвх с постоянной времени, определяемой ёмкостью и малым выходным сопротивлением ОУ с отрицательной единичной обратной связью. При уменьшении Uвх диод смещается в обратном направлении, отключая С3 от выхода усилителя. Скорость разряда определяется значением ёмкости и значением сопротивления включенного параллельно конденсатору - главным образом значением входного сопротивления устройства, включенного на выход ПАЗ. Диод VD2 фиксирует выходное напряжение ОУ на уровне, равному – UD, что уменьшает время, необходимое для перехода от режима разряда конденсатора С3 к режиму заряда. Погрешность преобразования определяется неидеальностью ОУ, конечным значением обратного сопротивления диодов и наличием тока утечки конденсатора С3.
В качестве диодов VD1 и VD2 выбираем диоды типа КД522А.
Величину емкости C3 выбираем исходя из того, что постоянная времени ПАЗ должна быть примерно в 2-3 раза меньше, чем период дискретизации АЦП, равный 0,094 мкс. Тогда если принять R7 равным 300 Ом, то
(3.5.1) С3=100 пФ
Выбираем:
SMD–0805–NPO–100пФ±5%
Резистор R7 выбираем типа С1– 4 –0,125 –300 Ом ±0,5% (из ряда Е192).
3.6 Схема автоматического выбора пределов измерения
Автоматический выбор предела измерения позволяет существенно увеличить скорость измерения и широко используется в ЦИУ. Устройство автоматического выбора предела измерения служит для приведения значения входного сигнала к основному пределу измерения 0,1В. Принцип действия устройства основан на изменении коэффициента передачи схемы в зависимости от величины входного напряжения.
Схема автоматического выбора пределов измерения представлена на рис.3.6.
Схема автоматического выбора пределов измерения реализована на сторожевых компараторах. В качестве компараторов DA8, DA9 из [7] выбраны микросхемы КР597СА2. Из [6] в качестве ключа (микросхема DA11) применяем КР590КН8А. Масштабирующий усилитель построен на ОУ DA12 - К140УД26А.
Рис.3.6 – Схема автоматического выбора пределов измерения
При Uвх<0,001В (предел 0,001В) оба компаратора закрыты, DA8 и DA9 выдадут «0», коэффициент масштабирующего усилителя:
(3.6.1)При 0,001В <Uвх< 0,01В (предел 0,01 В) DA9 открывается и на его выходе появится «1», а DA8 выдаст - «0».
Тогда коэффициент усиления масштабирующего усилителя:
(3.6.2)При 0,01<Uвх<0,1В (предел 0,1В) DA8 и DA9 выдадут «1», коэффициент усиления масштабирующего усилителя:
(3.6.3)Для индикации пределов измерения выведем сигналы со сторожевых компараторов на ключ DA11.
По справочнику [8] выбираем прецизионные резисторы со следующими номиналами:
R8 типа С2 - 29В - 0,25 – 3кОм ± 0,5 % (из ряда Е96),
R9 типа С2 - 29В - 0,25 – 3,16кОм ± 0,5 % (из ряда Е192),
R11 типа С2 - 29В - 0,25 – 31,6кОм ± 0,5 % (из ряда Е192),
R13 типа С2 - 29В - 0,25 – 300кОм ± 0,5 % (из ряда Е192),
R10 типа СП3 – 39В - 0,5 – 150Ом ± 10 % (из ряда Е6),
R12 типа СП3 – 39В - 0,5 –1,5кОм ± 10 % (из ряда Е6).
Резистор R14 предназначен для внешней балансировки (установка нуля) микросхемы ОУ К140УД26А (стандартная схема включения). Резистор R14 типа СП3-16а - 0,125 - 10кОм с допуском ±10% (из ряда Е6).
Резистор R15 необходим для уменьшения изменений выходного напряжения, вызванных временными и температурными колебаниями входных токов. Его значение выбирают таким, чтобы эквивалентные сопротивления, подключённые к входам ОУ, были одинаковы. Сопротивления этого резистора рассчитывают по формуле:
, ( 3.6.4)где Rос – сопротивление обратной связи усилителя DA12.
R15 ≈ R8 = 3кОм.
Резистор R15 выбираем типа МЛТ – 0,125 – 3кОм ±5% (из ряда Е192).
3.7 Источник опорного напряжения
В качестве источника опорного напряжения (ИОН) выбран высокоточный ИОН ADR530В фирмы Analog Devices (приложение З). Напряжение на его выходе составляет 3В, исходная точность ±0,2%. У данного источника опорного напряжения исключена необходимость во внешнем конденсаторе, который обычно применяется для стабилизации емкостной нагрузки.
Опорное напряжение 3В с помощью прецизионного резистивного делителя (R25 – R28) делится на 30, 300 и 3000, чтобы обеспечить заданные пределы измерения.
Рисунок 11 – Источник опорного напряжения.
Номиналы резисторов R25…R28 можно определить, решив следующую систему:
(3.7.1)Из системы (3.8) находим, что R27=9*R28, R26= 90*R28, R25=2900*R28. Если принять R28=100 Ом, то получим: R25=290 кОм, R26=9 кОм, R27=900 Ом. Из справочника [8] выбираем сопротивления из ряда номиналов:
R25 типа С2-29В– 0,25 – 290кОм ±0,5% (из ряда Е192),
R26 типа С2-29В– 0,25 – 9,09кОм ±0,5% (из ряда Е192),
R27 типа С2-29В– 0,25 – 909Ом ±0,5% (из ряда Е192),
R28 типа С2-29В– 0,25 – 100Ом ±0,5% (из ряда Е192).
3.8 Преобразователь средневыпрямленных значений
ПСЗ дает на выходе напряжение, постоянная составляющая которого пропорциональна среднему значению выпрямленного входного напряжения.
В данной работе для хранения значения напряжения и последующего его преобразования в код необходимо преобразовать его из переменного в постоянное.
На рис. 3.8 приведена схема двухполупериодного преобразователя средневыпрямленных значений с заземленной нагрузкой, который при любом знаке входного сигнала имеет близкое к нулю выходное сопротивление.
Выходное напряжение ПСЗ равно [1],[7],[11]:
при Uвх < 0:
(3.8.1)при Uвх > 0:
, (3.8.2)Рис.3.8 - Схема двухполупериодного преобразователя средневыпрямленных значений.
При выполнения условия [11]
, (3.8.3)коэффициенты преобразований полуволн напряжений равны и имеют разные знаки. В результате выходное напряжение Uвых будет однополярным и пропорциональным средневыпрямленному значению напряжения.
Погрешности преобразования зависят от точности выполнения условия и смещения нуля ОУ DA13 и DA14.
Расчет ПСЗ (рис.3.8) производится в следующей последовательности.
Чтобы сопротивление R17 не оказывало влияние на работу предыдущего усилителя, его целесообразно принять равным 50 - 200 кОм. При необходимости получения единичного коэффициента преобразования ОУ DA14 выбираем R17 = R21 = R22.
Сопротивление R32 находится из уравнения:
R23 = R17//R21//R22 (3.8.4)
При R17 = R21 = R22
ОУ DA13 можно взять такого же типа как DA14. В качестве выпрямительных элементов целесообразно использовать высокочастотные импульсные диоды типа КД522А.
Сопротивление R19 должно быть 100 .. 200 раз больше прямого сопротивления диодов VD5 и VD6.
Коэффициент усиления ОУ DA13 для положительной полуволны входного сигнала Uвх можно взять равным 2. Тогда R16 = 0,5R19. Сопротивление R18 находится из уравнения:
(3.8.5)Выбираем диоды VD5, VD6 типа КД522А.
Для минимизации погрешности ПСЗ выбираем прецизионные резисторы. Рассчитанные значения:
R16 типа С2-29В - 0,25 – 2,21кОм ±0,5 % (из ряда Е192),
R17 = R21 = R22 типа С2-29В - 0,25 – 100кОм ±0,5 % (из ряда Е192),
R19 типа С2-29В - 0,25 – 4,42кОм ± 0,5 % (из ряда Е192),
R18 типа МЛТ - 0,25 – 1,47кОм ±5 % (из ряда Е192),
R23 типа МЛТ - 0,25 – 33,2кОм ± 5 % (из ряда Е192),
Резисторы R20 = R24 предназначены для внешней балансировки (установка нуля) микросхемы ОУ К140УД26А (стандартная схема включения). Резисторы типа СП3-16а – 0,125 - 10кОм с допуском ±10% (из ряда Е6).
3.9 Устройство выборки-хранения
При обработке аналоговых сигналов, изменяющихся с частотой, соизмеримой или большей, чем скорость работы АЦП, из аналогового сигнала приходится делать выборки. Для этого некоторое значение сигнала в определенный моменты запоминается на время, необходимое для того, чтоб АЦП преобразовал его в двоичный код. Эту функцию выполняет устройство выборки и хранения аналогового сигнала – аналоговый ЗУ.
Установка устройства выборки хранения на вход АЦП будет сохранять отсчет постоянным в течении всего времени преобразования и поможет избежать апертурной погрешности tаперт.
Для того, чтобы в каждый момент времени на выходе УВХ было запомненное напряжение в проекте используем два УВХ, включенных параллельно, со срабатываем по логической единице и логическому нулю по следующей схеме.
В качестве УВХ используем интегральную микросхему КР1100СК2 (см.Приложение Ж)(напряжение смещения нуля Uсм=0,2 мВ, время выборки 60 нс), включенной по типовой схеме [2].
Рис.3.9 – Устройство выборки-хранения
Микросхемы УВХ стробируются с частотой равной половине частоты дискретизации fстроб = 5,343МГц.
Для исключения влияния выходного напряжения одного УВХ на выходное напряжение другого они коммутируются микросхемой DA18 КР590КН8А.
Рекомендуется взять С4 = 1000пФ – пленочный пропиленовый конденсатор с коэффициентом адсорбции 0,001%.
С4 = С5 типа К71 – 5 – 63В – 1000пФ ± 0,5 % (из ряда Е192).
Tв = 1мкс - время действия сигнала выборки,
tап = 200нс.
tв = Тв – tап = 0,8мкс > 5τз , где τз = Rвн*С4.
Из [3] следует, что при tв = 0,8мкс, С4 = 1000пФ δв = 0,1%.
С4 = С5 типа К71-6 - 300В - 1000пФ ± 0,5 % (из ряда Е192).
3.10. Аналого-цифровой преобразователь
Аналого-цифровое преобразование производится по методу последовательных приближений. Схема АЦП реализуется на РПП, ЦАП , преобразователь ток-напряжение (ПТН) и компараторе и позволяет получить высокоточный аналого-цифровой преобразователь среднего быстродействия.
Рис.3.10. Принцип действия АЦП поразрядного уравновешивания.
В качестве регистра последовательных приближений DD5 выбираем АМ2504 (аналог К155ИР17). Он работает на частоте до fтакт = 25 МГц .
В качестве ЦАП DA19 используется HI562A-2 (Harris Semiconductor (HS), США). Её параметры [9]:
· число двоичных разрядов – 12,
· dLD = ± 1/4 МЗР,
· dL < ± 1/4 МЗР.
· tУСТ <0,04мкс,
· номинальное значение тока, соответствующее конечной точке шкалы для однополярного тока – 5мА,
· для двуролярного тока - ± 2,5мА,
· наличие ИОН – нет,
· Uи.п. = ± 15В,
· Рпотр = 345мВт,
· рабочий диапазон температур – (-55…+125) ºС,
· Uион = (2,5- 10,5)В
· совместимость с ИМС – ТТЛ и КМОП,
· технология – биполярная,
· корпус DIP-24,
· при использовании Rос напряжение соответствующее конечной точке шкалы - Uвых = Uref – h.
В качестве компаратора DA21 выбираем микросхему КМ597СА2. Его быстродействие составляет 20нс.
Выходной ток ЦАП поступает на преобразователь ток – напряжение DA20 – ОУ К140УД26А. При использовании в качестве ОС внутренний резистор ЦАП Rос, напряжение, соответствующее конечной точке шкалы, Uвых = Uref – h ≈ Uref =0,1В [9]. Это напряжение подаётся на инвертирующий вход компаратора, а на неинвертирующий вход – напряжение с выхода УВХ.
Напряжение шкалы преобразования соответствует уровню опорного напряжения Uоп. РПП посылает на ЦАП старший бит Q11. Компаратор сравнивает напряжения измеряемого сигнала и Uоп/2 и свое решение “1” или ”0” передает на вход D РПП. Если решение “0”, СЗР сбрасывается и на ЦАП выдается следующий разряд. Если после компаратора получена “1”, она остается в регистре. Следующие разряды подаются от РПП на ЦАП по очереди (по старшенству). Поразрядные решения компаратора в виде последовательности “1” и ”0” накапливаются на выходах РПП.
Регистры DD6 и DD7 (буферы) К531ИР23П предназначены для хранения предыдущего выходного двоичного кода в момент нового преобразования.
С8– предназначен для частотной коррекции ЦАП. Конденсатор С8 типа К10-17-1а - 50В - 100пФ ± 10 %,
Резистор R33 предназначен для внешней балансировки (установка нуля) микросхемы ОУ К140УД26А (стандартная схема включения). Резистор R33типа СП3-16а - 0,125 -10кОм с допуском ±10% (из ряда Е6).
Схема АЦП синхронизируется генератором тактовой частоты.
3.11. Устройство синхронизации
Устройство синхронизации служит для синхронизации схемы и вырабатывания управляющих сигналов для РПП, ЦАП, УВХ и для регистра – хранения данных.
Генератор построен на элементах DD2.2 – DD2.4 по стандартной схеме автогенератора на логических элементах с кварцевой стабилизацией частоты.
Схема может работать как от внутреннего генератора тактовой частоты, так и от внешнего (переключатель SW1).
Режим преобразования входной аналоговой величины в цифровой двоичный код может быть циклическим либо разовым (переключатель SW1) путем однократного пуска (кнопка SА1).
Дифференцирующая цепочка R32-C7 предназначена для получения времени, необходимого для однократного преобразования. Ее параметры рассчитываются следующим образом:
для спада напряжения на резисторе R32 до уровня Uc равного 3 В
t=0.7 *R32*C7 (3.11.1)
t=90 нс,
C7=129 пФ
R32=1 кОм.
С7 типа К71-6 - 300В - 129пФ ± 0,5 %.
R32 типа С2-29В – 0,25 –1 кОм ± 0,05%.
Частота работы АЦП равна 25 МГц,
нс, полный цикл преобразования составляет 20 тактов: . Время задержки tзад=85 нс. Время выборки: нс.Генератор тактовой частоты выполнен на кварцевом резонаторе ZQ1, частота 45 МГц. На микросхеме DD1 (КР1533ТМ2) (DD1, счетчик-делитель с программируемым коэффициентом деления) выполнен делитель с целью создания частоты стробирования УВХ fстроб=5,343 МГц. Переключение каналов мультиплексора осуществляется счетчиком, причем его работа синхронизирована с тактовыми импульсами таким образом, что переключение канала будет осуществляться строго перед импульсом захвата HOLD УВХ. Интервал времени между переключениями каналов – 128*tпреобразования = 128*0,094мкс=12 мкс, что соответствует требованию ТЗ.
Реализована возможность ручного запуска.
Автоматический запуск РПП осуществляется сигналом QCC низкого уровня.
Работа узлов схемы синхронизации представлена на временных диаграммах.
Переключатель SW1 устанавливает источник тактовых импульсов CLKВН или CLKВНЕШ.
Режим работы устанавливается переключателем SB1 в одно из положений «ЦИКЛИЧЕСКИЙ» или «РАЗОВЫЙ». При разовом режиме работы преобразование входной аналоговой величины в цифровой код осуществляется однократным нажатием клавиши SA1, На выходе триггера устанавливается высокий уровень, при этом разрешена работа счетчика, и работа АЦП осуществляется согласно временным диаграммам в приложении Б, после чего выход РПП
устанавливает на триггере низкий уровень, который запрещает счет счетчика и схема синхронизации блокируется.После установления кода на выходах Q1-Q11 РПП, на выходе
установиться логический 0, который поступит на вход записи выходного регистра. После временной задержки выход поступит: · Либо на вход RESET триггера DD4, в результате чего на его выходе установиться лог. 0, который поступит на вход сброса (разрешения счета) счетчика. Следующий цикл повториться только при нажатии кнопки SB1.
· Либо на вход сброса триггера в виде короткого импульса, который сформирован цепочкой временной задержки, который осуществляет сброс (разрешение счета) счетчика. После чего цикл повторяется.
Рис.3.11 – Схемная реализация импульса определенной длительности
Длительность импульса складывается из времени задержки элементов DD2.5, DD2.6, DD2.7,DD8.1, DD8.2, :
Данный импульс используется для сброса счетчика при циклическом режиме работы, или, для установления высокого уровня на выходе триггера DD4 до нажатия кнопки SB1.
4. Расчет погрешностей
Погрешности в зависимости от возникновения разделяются на:
Методическая – происходят от несовершенства метода измерений.
Инструментальные - происходят от несовершенства средств измерений.
Погрешности средства измерения зависят от внешних условий (влияющих величин), поэтому их принято делить на основную и дополнительную. Основной погрешностью средства измерения называют погрешность в условиях, принятых за нормальные для данного средства. Дополнительные погрешности средства измерений возникают при отклонении влияющих величин от нормальных значений.
По зависимости от измеряемой величины погрешности средства измерений разделяют на аддитивные и мультипликативные.
Аддитивные (абсолютные) погрешности не зависят от измеряемой величины. Мультипликативные (абсолютные) погрешности измеряются пропорционально измеряемой величине.
Относительная основная погрешность:
(4.1)Рассчитаем погрешности каждого звена схемы в отдельности.
4.1. Погрешность повторителя складывается из :
а) напряжения смещения:
duсм =
*100% = % (4.2)б) погрешность коэффициента усиления
(4.3)ΔК = 1-0,999999=0,000001
ΔК =ΔК/К*100% = 0,0001%.
4.2. Погрешность ФНЧ.
ФНЧ 2-го порядка построен на основе инвертирующего усилителя.
Погрешности ФНЧ :
а) погрешность от разности входных токов diвх :
(4.4)б) частотная погрешность коэффициента усиления:
не учитывается, т.к. рабочая частота невысокая (не выше 220 кГц, меньше частоты единичного усиления f1, равной 20 МГц).
В) напряжения смещения:
duсм =
*100% = % (4.5)г) погрешность коэффициента усиления:
(4.6)ΔК = 1-0,999999=0,000001
ΔК =ΔК/К*100% = 0,0001%. (4.7)
4.3. Погрешность масштабирующего усилителя.
а) погрешность коэффициента усиления ОУ DA16 обусловлена допусками резисторов R31..R36. Тогда погрешностью коэффициента усиления можно пренебречь.
б) погрешность от разности входных токов diвх :
(4.8)в) частотная погрешность коэффициента усиления:
не учитывается, т.к. рабочая частота невысокая (не выше 220кГц, меньше частоты единичного усиления f1, равной 20 МГц).
г) напряжения смещения ОУ:
duсм =
*100% = %, (4.9)д) погрешность коэффициента усиления [1]:
(4.10)ΔК = 1-99,99=0,01,
ΔК =ΔК/К*100% = 0,01% . (4.11)
4.4. Погрешность ПСЗ:
а) погрешность от разности входных токов diвх :
(4.12) (4.13)б) частотная погрешность коэффициента усиления не учитывается, т.к. рабочая частота невысокая (не выше 220 кГц, меньше частоты единичного усиления f1, равной 20 МГц).
в) напряжения смещения:
duсм =
*100% = % (4.14)4.5. Погрешность устройства выборки-хранения.
а) погрешность недозаряда tзар не учитывается, т.к. при выборе данного УВХ она составляет 1% , что входит в допустимый диапазон не более 2%.
б) погрешность разряда накопительного конденсатора:
dразр = Vразр*tхр/Uвх.мах *100% = 5В/сек*1111нс/1 В *100% = 0,0002775 % (4.15)
в) напряжения смещения:
duсм = Uсм/Uвх.мах*100% = 0.2мВ/1 В*100% = 0,02%. (4.16)
4.6. Погрешность источника опорных напряжений.
Отклонение Uоп приводит к изменению hкв.
Для микросхемы 1009ЕН2А Uоп=3 В
2мВ. Аддитивная погрешность ИОНа равна:dион= 2мВ/1 В*100% = 0.02 % (4.17)
4.7. Погрешность ЦАП.
а) погрешность квантования Δкв = hкв = 0.001 В,
dкв =
*100% = (4.18)б) dL = dLD = ¼ МЗР = 0,012%.
в) апертурная погрешность устраняется использованием УВХ.
4.8. Погрешность компаратора.
Порог нечувствительности компаратора 0,1мВ. Погрешность нечувствительности:
duнечувств =
*100% = % (4.19)В результате анализа погрешностей выясняется, что достаточно ограничиться учётом погрешностей ЦАП, масштабирующего усилителя, УВХ и погрешностью компаратора, так как остальные погрешности либо устраняются регулировкой, либо пренебрежимо малы.
Для нахождения основной суммарной погрешности АЦП суммируем независимые составляющие, поскольку они являются систематическими.
(4.20) (4.21) (4.22)С=0,0437+0,0002775≈0,044 (%)
(4.23) (%)В результате анализа погрешностей разработанного АЦП мы выяснили, что он соответствует классу точности c/d 0,5/0,05, указанному в техническом задании.
Заключение.
В данной курсовой работе разработан АЦП последовательного приближения со следующими техническими характеристиками:
-.входное сопротивление 1 МОм;
- пределы измерения напряжения 0,001 В, 0,01 В, 0,1 В;
- частота дискретизации 10.686 МГц;
-.класс точности 0,5/0,05;
-.число каналов 4;
-.разрядность 11.
Разработанный АЦП имеет возможность работать как от внутреннего генератора, так и от внешнего.
Режим преобразования может быть однократным или циклическим.
Предустановка АЦП в исходное состояние происходит автоматически.
Выбор номера датчика производится циклическим перебором.
Список использованной литературы.
1. Алексенко А.Г., Коломбет Е.А., Стародуб Г.И. Применение прецизионных аналоговых микросхем. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1985. - 256 с.
2. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника: Учебное издание. -М.: Высшая школа, 1991. –621с.: ил.
3. Аналоговые измерительные устройства: учебн. пособие / В.Г. Гусев, А.В. Мулик. – УГАТУ: Уфа, 1996. - 147с.: ил.
4. Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. -2-е изд., перераб. и доп.- Л.: Энергоатомиздат. Ленингр.отд-ние, 1988.-304 с.:ил.
5. Перельман Б.Л., Шевелев В.И. Отечественные микросхемы и зарубежные аналоги: Справочник. НТЦ Микротех, 2000. – 375 с.: ил.
6. Потемкин И.С. Функциональные узлы цифровой автоматики. – М.: Энергоатомиздат, 1988. – 320 с.: ил.
7. Операционные усилители и компараторы: Справочник/ В.Д. Авербух, Н.В. Каратаев, А.В. Макашов и др. – М.: Издательский дом «Додека XXI», 2002. – 560 с.
8. Шляндин В.М. Цифровые измерительные устройства. - 2-е изд., перераб. и доп.-М.: Высшая школа, 1981. – 336 с.:ил.
9. Разработка и оформление конструкторской документации радиоэлектронной аппаратуры: Справочник /Романычева Э.Т., Иванова А.К., Куликов А.С.и др.; Под ред. Э.Т.Романычевой. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1989. - 448 с., ил.
10. Федорков Б.Г., Телец В.А., Дегтяренко В.П. Микроэлектронные цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи. - М.: Радио и связь, 1984. - 120 с.: ил.
11. Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы: Справочник. 2-е изд., испр.-Челябинск: Металлургия, Челябинское отд., 1989.- 352 с.:-(Массовая радиобиблиотека. Вып.1111).
12. Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы: Справочник/ С.В.Якубовский, Л.И.Ниссельсон, В.И.Кулешова и др.; Под ред. С.В.Якубовского.—М.: Радио и связь, 1989.-496 с.: ил.
