1. Работа
транзистора при больших уровнях сигнала
1.1 Построение динамических характеристик
При больших уровнях сигнала рассмотренные выше методы исследо

вания, относящиеся к линейным системам, оказываются неприемлемыми. Это объясняется нелинейными зависимостями между токами и напряже

ниями, существующими в цепях усилительного элемента при больших сигналах.

Для расчета и исследования работы каскада при больших уровнях сиг

нала применяются: 1) графический метод и 2) приближенный аналитиче

ский метод.

Графический метод основан на использовании статических характе

ристик усилительного элемента, представляющих собой эксперименталь

но определенные нелинейные зависимости между токами и напряжениями в его цепях, относящиеся к режиму короткого замыкания (статический режим) и являющиеся типовыми (усредненными) для усилительного эле

мента данного типа. Построение динамических характеристик позволяет перейти к указанным зависимостям для заданных сопротивлений нагрузки и источников сигнала при определенных питающих напряжениях и спосо

бах их подведения (динамический режим работы). Графический метод по

зволяет наглядно и наиболее точно: а) выбрать исходный режим работы усилительного элемента (исходную рабочую точку); б) определить вели

чины, характеризующие режим работы при наличии сигнала (постоянные и переменные напряжения, токи и мощности в выходной и входной цепях каскада); в) определить величину нелинейных искажений.

Недостатками графического метода являются некоторая его громозд

кость и затруднительность использования для выявления зависимостей между различными характеризующими динамический режим величинами. Кроме того, графический метод расчета возможен при наличии достаточ

но полных семейств выходных и входных статических характеристик транзистора.

Приближенный аналитический метод основан на идеализации (линеаризации) статических характеристик усилительного элемента и нахож

дении усредненных значений его параметров, которые в пределах исполь

зуемого поля характеристик считаются постоянными величинами.

Из сказанного следует, что приближенный аналитический метод рас

чета должен использоваться главным образом для установления общих и принципиальных зависимостей между расчетными величинами, в то вре

мя как для конкретных инженерных расчетов в ряде случаев целесообраз

но применение графического метода.

Переходя к рассмотрению работы транзистора при больших уровнях сигнала, следует иметь в виду, что существуют три области поля характе

ристик транзистора:

1) активная область, определяемая прямым смещением на эмиттер-
ном р-п - переходе и обратным смещением на коллекторном р-п -
переходе;



2) область отсечки, определяемая обратным смещением на обоих р-п
- переходах;

3) область насыщения, определяемая прямым смещением на обоих р-
п - переходах.
На рис. 1 приведено семейство выходных статических характеристик транзистора для включения ОЭ с указанием перечисленных областей поля характеристик.
Рис. 1. Выходные статические характеристики транзистора при включении ОЭ
Граница области отсечки 2 определяется начальным неуправляемым током Iкн и практически соответствует запиранию транзистора. Область насыщения 3 характеризуется резкими искривлениями статических харак

теристик, получаемыми при переходе к токам в направлении проводимо

сти коллекторного p-n - перехода.

В режиме усиления может использоваться только активная область 1, в пределах которой транзистор открыт, а между токами коллектора и базы 

существует зависимость, близкая к линейной.

Рассмотрение работы каскада при больших уровнях сигнала в целях упрощения проводится обычно для установившегося режима и некоторой достаточно низкой частоты, для которой параметры усилительных эле

ментов можно считать вещественными величинами (например, f= 1 кГц).

Сопротивления нагрузки и источника сигналов предполагаются обыч

но активными, а влиянием реактивных элементов внешних цепей (индук

тивность трансформатора, разделительные и блокировочные емкости) на частоте порядка 1 кГц при правильном выборе этих элементов можно пренебречь.

Для выполнения графического расчета режима необходимо на основе статических характеристик транзистора построить динамические характе

ристики транзисторного каскада. Удобно начинать с построения выходной динамической характеристики i₂ = F(u₂), используя для этой цели семейст

во выходных статических характеристик транзистора, поскольку, как это будет видно из дальнейшего изложения, при линейном сопротивлении на

грузки эта динамическая характеристика представляет собой прямую ли

нию. На основании выходной динамической характеристики и семейства входных статических характеристик транзистора строится входная дина

мическая характеристика i₁ = F(u₁). На основании выходной и входной ди

намических характеристик строится проходная динамическая характери

стика i₂ = F(u₁), и, наконец, на основании этой характеристики в соответ

ствии с сопротивлением источника сигналов - сквозная динамическая ха

рактеристика i₂ = F(е_ист).
Выходная динамическая характеристика

Построение начнем с исходного режима. В этом случае напряжение сигнала отсутствует, а схема замещения выходной цепи соответствует рис. 2. Здесь Е_к - напряжение питания коллекторной цепи; R_к0 - сопро

тивление нагрузки коллекторной цепи для постоянного тока; R_вых - вы

ходное сопротивление транзистора.

Очевидно, что

Е_к = i_кR_к0 + u_кэ (1)

В уравнении (1) два неизвестных - i_К и u_кэ. Это объясняется тем, что u_кэ ⁼ iR_вых, в то время как R_вых является нелинейным параметром, завися

щим от положения рабочей точки на поле характеристик. Для определения этих неизвестных используем дополнительно графиче

ски заданную зависимость i_к = F(u_кэ), представляющую собой статическую характеристику транзистора для выбранного тока смещения базы I_б0 (рис. 3). Уравнение (1) и зависимость i_к = F(и_кэ) будем разрешать совместно графически. Для этой цели представим уравнение (1) в виде


Рис. 3. Статическая характеристика транзистора для выбранного тока

смещения базы I_б0
i_к= - 1Rк0u_кэ+EкRк0
из которого следует, что при R_к0 = const ( сопротивление нагруз

ки) оно является уравнением прямой, не проходящей через начало координат.

Эту прямую удобно построить по двум следующим точкам:

а) точка i_к = 0, для которой u_кэ = Е_к;

б) точка u_кэ = 0, для которой i_к=EкRк0.

Построив по этим точкам рассматриваемую прямую (прямая 1 на рис. 3), получаем искомое решение как точку ее пересечения со статической характеристикой i_к = F(u_кэ), при u = I_б0 (точка А на рис. 3). Эта точка со-этветствует исходному режиму транзистора при напряжении питания Е_к, сопротивлении нагрузки для постоянного тока К_ко, включенном непосред

ственно в коллекторную цепь, и точку смещения базы I_бо.

Полученная прямая представляет собой выходную динамическую характеристику каскада по постоянному току, поскольку она построе

на, исходя из сопротивления нагрузки коллекторной цепи по постоянному току. Указанная динамическая характеристика позволяет найти падение напряжения U_R0, создаваемое током I_к0 в сопротивлении R_к0. Действитель

но, U_Rо ⁼ I_ко сtgφ₀, где φ₀ - угол наклона динамической характеристики по угношению к отрицательному направлению оси абсцисс, который может быть определен как



φ₀=arcctg(E_к:EкRк0)= arcctgR_к0. (2а)

Напряжение , приложенное в исходном режиме к выходным электродам транзистора, U_кэ0 = Е_к – U_R0 =Е_К - I_к0R_к0 . При R_к0 = 0 (режим короткого за

мыкания или статический режим) φ₀ = π/2. При R_к0 =∞ (режим холостого сода) φ₀ = 0, и динамическая характеристика совпадает с отрицательным направлением оси абсцисс.

При конечных значенияхR_к0 угол наклона динамической характеристики 0< φ₀ < π/2, причем φ₀ тем меньше, чем больше R_к0.

Построение выходной динамической характеристики для перемен

ного тока производится, исходя из сопротивления нагрузки коллекторной цепи R_к~ для переменного тока, так что для этой характеристики

φ~ = агссtgR_к~ . (2б)

В некоторых случаях R_к~ = R_к0 (точно или приближенно). В других случаях R_к~ < R_к0 (резистивный каскад) или R_к~ > R_к0 (трансформаторный каскад).

Учитывая изменения тока базы, вызываемые напряжением сигнала и находя точки пересечения выходной динамической характеристики каска-та для переменного тока со статическими характеристиками транзистора при различных токах базы, можно получить действительные изменения соллекторного тока, происходящие под действием сигнала при заданных (начениях сопротивления R_к~, питающего напряжения Е_к и изменениях гока базы i_б.

Очевидно, что изменяясь, коллекторный ток I_к при i_б =i_б0 должен про-содить через свое исходное значение I_к0. Следовательно, выходные дина

мические характеристики по переменному и постоянному токам должны пересекаться в исходной рабочей точке А (рис. 3).

На рис. 3 прямая 2 представляет собой динамическую характеристику для переменного тока, относящуюся к случаю R_к~ < R_к0. Точки ее пере

сечения со статическими характеристиками транзистора для различных ;значений i_б определяют изменения коллекторного тока в динамическом режиме.

Следует сказать, что величина углаφ ~, получаемая на диаграмме, за-шсит от масштабов, принятых в ней для тока (m_i; мА/мм) и для напряже

ния (m_u В/мм), и действительная величина этого угла может быть найдена из выражения

φ_~=arcctg(mimuR_к~), (2в)

где R_к~ выражено в килоомах.
Входная динамическая характеристика

Входная динамическая характеристика представляет собой зависи

мость входного тока от входного напряжения при наличии нагрузки в вы

годной цепи каскада. Она строится на основе выходных статических ха

рактеристик транзистора и выходной динамической характеристики кас

када. Но так как 

обычно входные статические характеристики для различ

ных значений u_кэ расположены весьма близко друг к другу, часто за вход

ную динамическую характеристику принимают приближенно статиче

скую характеристику (квазидинамическую) для некоторого значения u_кэ, отличающегося от нуля (например, для u_кэ = 5 В).

Входная характеристика применяется для графического определения постоянных и переменных напряжений, токов и мощностей, относящихся к входной цепи каскада, а также для определения его входного сопротив

ления, На рис. 4 показано, как на основе выходной динамической харак

теристики и входной квазидинамической характеристики (приблизительно соответствующей входной динамической) можно получить нужные для дальнейших расчетов параметры входной цепи.
Рис. 4 Выходная динамическая (а) и входная квазидинамиче

ская (б) характеристики для включения транзистора ОЭ
Проходная
и сквозная динамические характеристики

Проходная характеристика представляет собой зависимость выходного тока от входного напряжения i_К = F(u_бэ) при наличии нагрузки в выходной цепи и при равенстве нулю внутреннего сопротивления источника сигна

лов R₁|, т.е. при возбуждении каскада от идеального генератора ЭДС. Она может быть легко получена из входной динамической (квазидинамиче

ской) и выходной динамической характеристик (рис. 4 а и б).

Сквозная динамическая характеристика i_к= F(е_ист) отличается от про

ходной тем, что изменения выходного тока определяются в ней по отно

шению к ЭДС источника сигналов, имеющего отличное от нуля внутреннее сопротивление R₁. Вследствие этого учитываются потери и искажения напряжения на входе транзистора, вызываемые конечной величиной и не

линейностью его входного 

сопротивления при данном значении R₁. Для получения сквозной динамической характеристики необходимо использо

вать выходную и входную характеристики, учитывая, что е_ист = u_бэ + i_бR₁ (рис. 4),

Сквозная динамическая характеристика применяется для определения вносимых каскадом нелинейных искажений.

2. Режимы работы транзистора
Рассмотрим возможные режимы работы транзистора при усилении симметричных сигналов. К симметричным сигналам относят такие, для которых равновероятны одинаковые отклонения напряжения или тока сигнала в обе стороны от его исходного значения. К таким сигналам, по

мимо гармонических колебаний, относятся сигналы звуковых передач, те

левизионных изображений и различных импульсных устройств с двухсто

ронними импульсами.

Наиболее естественным режимом для усиления симметричных сигна

лов является режим А, сущность которого состоит в том, что исходная рабочая точка выбирается на середине линейного участка сквозной дина

мической характеристики. Целесообразность такого выбора исходной ра

бочей точки при симметричных сигналах очевидна, т.к. при этом ограни

чения линейного участка характеристики по максимуму и по минимуму наступают одновременно при наибольшей амплитуде напряжения сигна

ла.

В транзисторном каскаде ограничением по минимуму является допус

тимое наибольшее значение выходного тока при максимальной темпера

туре или наименьшее значение напряжения, соответствующее переходу к области насыщения. Ограничением по минимуму является начало искрив

ления (загиба) сквозной динамической характеристики в области малых токов.
Работа транзистора в режиме А для схемы ОЭ поясняется рис. 5.
Рис.5 Режим А



Здесь исходная смещающая ЭДС между базой и эмиттером Е_бэ0 выбрана таким образом, что исходный коллекторный ток 1_к0 находится на середине используемого линейного участка характеристики (I_к0=Iкmax2 - Iкmin2).
При синусоидальном изменении ЭДС источника сигналов с амплитудой Е_бэm коллекторный ток изменяется также синусоидально с амплитудой I_кm. Режим А является наиболее универсальным режимом работы. Он при

меняется при симметричных сигналах в каскадах предварительного уси

ления, а также в предоконечных и оконечных каскадах при небольших мощностях усилителя (обычно до 0,5... 1 Вт). Основным преимуществом режиме! А является малая величина нелинейных искажений, обеспечивае

мая наиболее простым способом, а именно использованием только линей

ного участка характеристики. Недостатком режима А является малая ве

личина КПД каскада, объясняемая большой постоянной составляющей выходного тока, которая даже при отсутствии сигнала на входе (в паузе) равна I_к0, что обуславливает значительную величину мощности, рассеи

ваемой в транзисторе (Р_к). КПД каскада в общем виде (для любого режим работы) определяется как

η=P~P0 (3)

где Р_~ = Р₂ - полезная мощность, выделяемая в нагрузке; Р_о - мощность, потребляемая от источника питания. Мощность, рассеиваемая в транзисторе

Р_к = Р₀-Р_~. (4)

Из выражения (4) ясно, что наибольшая мощность выделяется на транзисторе, когда Р_~ = 0, т.е. при отсутствии сигнала на входе, т.к.

Ро = Е_кI_{к ср}, (5)

но в режиме А, как это видно из рис. 5, I_{к ср} = I_к0, а I_к0 в режиме А, как указывалось ранее, имеет значительную величину.

Для повышения КПД каскада применяется режим В, при котором исходная рабочая точка выбирается в начале сквозной динамической характеристики, т.е. в точке I_К = I_КН, а смещающая ЭДС между базой и эмитте

ром Е_бз0 ≈ 0 (рис. 6). При этом, если пренебречь ничтожно малым током I_КН, можно считать, что коллекторный ток проходит через транзистор только в течение одного полупериода, и поэтому угол отсечки в режиме θ_В= тс/2 (рис. 6).

Рис. 6. Режим В

Поэтому неискаженное воспроизведение симметричного сигнала при апе

риодическом характере нагрузки возможно только при использовании двухтактной схемы оконечного каскада.

В режиме В коэффициент полезного действия (η) увеличивается, во-первых, за счет лучшего, по сравнению с режимом А, использования тран

зистора по току (I_{к maxВ} > I_кmA), благодаря чему полезная мощность

P_~=12I_{к max}U _кm (6)

оказывается больше, чем Р_~ в режиме А, а, во-вторых, в паузе, т.е. при от

сутствии сигнала на входе, от источника питания мощность не потребля

ется практически вообще в соответствии с (5), т.к. I_к0 = 0, а средний ток I в режиме В можно считать приблизительно равным I_ктmax/π. Мощность, потребляемая от источника питания Р_о при наличии сигнала на входе, опре

деляется средним током и оказывается примерно равной Е_КI_{К ср}.

Таким образом, в отношении энергетических показателей режим В имеет несомненные преимущества по сравнению с режимом А. Недостат

ком режима В является большее искажение сигнала. Кроме того режиму В присущи специфические искажения типа «центральной отсечки», обу

словленные тем, что транзисторы в плечах двухтактного оконечного кас

када могут иметь не идентичные параметры (например, коэффициент усиления по току β или начальный коллекторный ток), что нарушает строгую очередность работы транзисторов и приводит к некоторому запаздыванию коллекторного тока в плечах двухтактной схемы. Сказанное поясняется графиком на рис, 7.