Цифрові аналізатори спектра випадкових сигналів

У цифрових, так званих обчислювальних аналізаторах спектра використовуються три методи вимірювань: метод фільтрації; метод, який реалізує перетворення Фур’є; опосередкований метод, що ґрунтується на попередньому вимірюванні кореляційної функції сигналу. Проте переважне застосування знаходять цифрові гетеродинні фільтрові аналізатори з попереднім часовим стиском досліджуваного випадкового сигналу для зменшення тривалості аналізу при одночасному збереженні переваг послідовного аналізу гетеродинного перетворення. Відомо, що тривалість послідовного аналізу фільтрового аналізатора визначається виразом

, (1)

де F - ширина (смуга) досліджуваного спектра випадкового сигналу;

- смуга пропускання вибіркової системи (фільтра, підсилювача ПЧ) аналізатора;

- коефіцієнт, що залежить від типу вибіркової системи аналізатора спектра.

З формули (1) видно, що для заданої ширини спектра F сигналу час аналізу зростає зі зменшенням смуги пропускання вибіркової системи, яка є мірою її роздільної здатності, і стає дуже великим при малому відношенні . До того ж ускладнюється і схемна реалізація вибіркової системи аналізатора спектра. Разом з тим із (1) виходить, що обидві задачі - зменшення часу аналізу і збільшення смуги пропускання при збереженні роздільної здатності вирішуються розширенням спектра F. Отже, якщо величини F і одночасно збільшити в n разів, то час аналізу зменшиться в стільки ж разів.

Розширення спектра аналізу F в n разів називається також транспонуванням спектра, воно досягається часовим стиском, або стиском часового масштабу, досліджуваного сигналу в ті самі n разів при збереженні його форми і амплітуди. Часовий стиск пояснюється часовими діаграмами на рис. 1.

Рис.1. До пояснення часового стиску сигналу.

Амплітуда і форма стиснутого сигналу залишаються тими самими, що й у початкового сигналу , а його тривалість зменшується в n разів: . Відповідно до однієї з властивостей перетворення Фур’є, зі зміною масштабу часового сигналу при його стискуванні в n разів у часі, у стільки ж разів розширюється спектр сигналу, а його спектральна щільність зменшується в n разів, що необхідно враховувати в градуювальній характеристиці приладу. Часовий стиск особливо раціональний у цифровій формі, коли він зводиться до запам'ятовування кодів миттєвих значень сигналу, одержаних за допомогою АЦП при певному інтервалі дискретизації , з наступним відтворенням цього сигналу з інтервалом відтворення , меншим в n разів від інтервалу дискретизації , тобто .

Структурна схема цифрового гетеродинного аналізатора спектра з часовим стиском наведена на рис.7.39. Досліджуваний сигнал через вхідний блок, до складу якого входять атенюатор, ФНЧ і підсилювач (на схемі не показані), потрапляє на АЦП1, яким здійснюється перетворення миттєвих значень сигналу у моменти дискретизації в пропорційні коди .

Рис. 2. Структурна схема гетеродинного аналізатора спектра.

Інтервал дискретизації вибирається виходячи з теореми Котельникова, згідно з якою необхідно виконання умови , де - верхня гранична частота установленого піддіапазону вимірювань (або спектра сигналу). В загальному вигляді при . Звичайно приймають або , тоді частота дискретизації або . Моменти дискретизації , , задаються блоком керування, який здебільшого виконується на мікропроцесорі. Для зменшення динамічної похибки вимірювань АЦП1 мусить бути дуже швидкодіючим. Коди миттєвих значень записуються в ОЗП. Після одержання і запису в ОЗП усіх m кодів миттєвих значень проводиться їх зчитування з високою частотою Fзч і введення в ЦАП1, яким здійснюється відтворення сигналу , апроксимованого кусково-східчастою функцією, але з масштабним стиском у часі, тобто на виході ЦАП1 створюється сигнал . Коефіцієнт часового стиску у сучасних аналізаторах спектра змінюється залежно від піддіапазону вимірювань від декількох десятків до сотень тисяч, що забезпечує розширення спектра від десятків герц до декількох мегагерц.

Транспонований (стиснутий у часі) сигнал з виходу ЦАП1 піддається послідовному аналізу, для чого він через ФНЧ надходить на гетеродинний перетворювач частоти. ФНЧ призначений для приглушення спектральних складових, що перевищують верхню граничну частоту спектра сигналу , і тому має частоту зрізу, рівну цій граничній частоті або дещо більшу за неї. Таким чином, спектральні складові сигналу, частота яких вища за частоту зрізу ФНЧ, на гетеродинний перетворювач частоти не потрапляють. Керування лінійним перестроюванням частоти гетеродина здійснюється вихідною напругою ЦАП2, яка змінюється в певних межах за кусково-лінійним законом, що забезпечується лінійною зміною вхідних кодів ЦАП2. Ці коди зберігаються в блоці керування і вводяться в ЦАП2 за відповідною програмою. Вихідна напруга ЦАП2 подається також на вхід Х блока відображення інформації (дисплея) для створення горизонтальної розгортки.

До складу гетеродинного перетворювача частоти входить вузькосмуговий фільтр, вихідна напруга якого подається через аналоговий комутатор S на АЦП2 або безпосередньо (положення I аналогового комутатора), або через так звану схему "вагового вікна" (положення II комутатора). "Вагове вікно" необхідне для зменшення впливу ефекту (або явища) Гіббса, який проявляється в появі пульсацій (або осциляцій) АЧХ вибіркової системи за рахунок обмеження частотного спектра вхідного сигналу. Для цього вхідний сигнал помножується на задану вагову функцію (зокрема, вікна Хеммінга, Бартлетта, Чебишева та ін), чим забезпечується корекція АЧХ вибіркової системи. Якщо сигнал подається на АЦП2, минаючи схему "вікна" (комутатор S у положенні I), то це еквівалентно прямокутному "вікну" (або вікну" Діріхле). З виходу АЦП2 коди миттєвих значень напруги, що надходить на його вхід з гетеродинного перетворювача частоти або зі схеми "вікна", подаються в процесор, де здійснюються необхідні обчислювальні операції для визначення оцінки спектральної щільності потужності випадкового сигналу. З виходу процесора коди поступають на ЦАП3, а з нього - на вхід Y блока відображення інформації для відображення спектрограми у вигляді яскравих смужок за числом каналів частотного аналізу, їх кількість досягає кількох сотень. Здійснюване за допомогою ЦАП2 високоточне цифроаналогове керування напругою хитання гетеродина і напругою горизонтальної розгортки блока відображення інформації забезпечує строгий збіг початкових координат і високу лінійність кожної з цих напруг в усіх частотних смугах (циклах) аналізу, що приводить до чіткого положення яскравих смужок спектральних складових від циклу до циклу і забезпечує стійкість спектрограми в цілому.

У сучасних цифрових аналізаторах спектра є програмне і ручне керування режимами роботи за допомогою клавішів на передній панелі, можливість дистанційного керування і вихід на КЗК.

Цифрові осцилографи

Цифрові осцилографи більшою мірою відповідають сучасним вимогам до засобів вимірювань і реєстрації електро - і радіотехнічних сигналів, ніж аналогові. Вони володіють більш високими метрологічними характеристиками, досить високими рівнями автоматизації процесів вимірювання і реєстрації. Цифрові осцилографи універсальні, працюють у режимах самотестування і самодіагностики, зберігання і логіко-математичної обробки інформації, мають вихід через КЗК на зовнішні пристрої (вимірювальні прилади, ЕОМ, цифродруку та ін).

Принцип цифрової осцилографії ґрунтується на аналого-цифровому перетворенні миттєвих значень досліджуваного сигналу в пропорційні коди, які попередньо записуються в оперативну пам'ять, тобто запам'ятовуються, а потім уводяться в блок відображення інформації (дисплей), а також підлягають математичній і логічній обробці. Звернемо увагу на те, що до цифрових не належать осцилографи, які залишаються аналоговими в каналі вертикального відхилення, але додатково містять у собі вмонтовані цифрові вимірювачі амплітудних або часових параметрів вхідних сигналів з цифровим відображенням результатів на екрані дисплею.

Цифрові осцилографи виконуються, як правило, програмованими, що обумовлює їх широкі функціональні можливості. В найбільш загальному вигляді структурна схема такого осцилографа зображена на рис.7.40.

Центральна роль в осцилографі відводиться процесору, який здійснює математичну і логічну обробку вимірювальної інформації, аналіз одержаних результатів і керування режимами його роботи. Він виконується на мікропроцесорі або мікроЕОМ.

Одним із головних вузлів осцилографа є АЦП, який багато в чому визначає швидкодію приладу, частотний діапазон вхідного сигналу і точність вимірювання або відтворення сигналу.

Вхідний пристрій призначений для нормування (ослаблення або підсилення) вхідного сигналу до рівня, який визначається межею роботи АЦП. Коефіцієнт передачі вхідного пристрою може регулюватися або вручну, або за командою самого вхідного пристрою. Інколи вхідний пристрій може виконувати й інші функції, його вихідний сигнал подається на сигнальний вхід АЦП. Процесором у моменти дискретизації tq, , формуються сигнали запуску АЦП, які здійснюють перетворення поточних миттєвих значень вхідного сигналу uq в коди. Ці коди потрапляють у процесор або для цифрової обробки в реальному часі, або для запису в ОЗП. При необхідності частина ОЗП використовується для запису проміжних результатів обробки й іншої оперативної інформації. Записана в ОЗП інформація потім вводиться в процесор для математичної і логічної обробки миттєвих значень uq згідно з програмами обробки даних, записаними в ПЗП, в якому зберігаються, крім того, програми керування роботою осцилографа відповідно до заданого режиму. ПЗП виконуються програмованими або змінними. Окремі фрагменти програми можуть вводитися з пульта осцилографа, із зовнішніх пристроїв вводу інформації або шляхом заміни плат ПЗП.

Рис. 3. Узагальнена структурна схема цифрового осциллографа.

Таймер може входити до складу процесора. Він являє собою пристрій, призначений для задання каліброваних міток часу, які використовуються для формування часових інтервалів, забезпечення синхронізації роботи вузлів осцилографа, задання циклічного рівномірно зростаючого в часі коду, що керує розгорткою блока відображення інформації. Таймер виконується на основі генератора імпульсів, при необхідності з кварцовою стабілізацією.

Коди миттєвих значень uq вхідного сигналу u(t) при його відтворенні і результати вимірювань у число-літерному вигляді виводяться на блок відображення інформації (дисплей), який виконується на основі або ЕПТ, або матричної індикаторної панелі. При використанні ЕПТ для одержання відтвореного сигналу коди його миттєвих значень попередньо перетворюються за допомогою першого ЦАП у пропорційну напругу, яка подається на пластини Y вертикального відхилення променя ЕПТ, а коди часової розгортки, завдяки другому ЦАП, перетворюються в напругу горизонтального відхилення променя ЕПТ.

Подання інформації в цифровому вигляді дозволило перейти до нового типу індикаторів - плоского екрана на матричних індикаторних панелях (МІП), що має низку переваг над ЕПТ. У самому загальному вигляді МІП являє собою матрицю точкових елементів індикації, конструктивно розміщених у вертикальних стовпцях та горизонтальних рядках і електрично ввімкнутих до керуючих шин вертикального та горизонтального відхилення, потенціали на які подаються від відповідних дешифраторів (рис.7.41).

Рис. 4. Відображення сигналу на матричній індикаторній панелі цифрового осцилографу.

Коди вертикального і горизонтального відхилення перетворюються в позиційну форму за допомогою дешифраторів. Тим самим на шину одного з рядків і на шину одного із стовпців МІП надходять потенціали, які викликають світіння точкового елемента матриці, що знаходиться на перехресті цих шин. Безперервна зміна кодів дешифраторів X, Y обумовлює зміщення точок світіння вздовж осей часу і рівня, а отже, на екрані МІП створюється "точкове" зображення кривої відтвореного сигналу. Відображення осцилограм на МІП у порівнянні з ЕПТ забезпечує такі важливі переваги: усунення геометричного викривлення електронного променя на кінцях трубки і зв'язаної з цим похибки, однакову яскравість осцилограми незалежно від параметрів сигналу і можливості накопичення та зберігання цифрової інформації при введенні в МІП внутрішньої пам'яті, що дозволяє ввести в зображення осцилограм третю просторову координату, наприклад номер каналу або об'єкта контролю. Ця координата на плоскому екрані виділяється модуляцією яскравості її світіння.

Якщо перші зразки цифрових осцилографів поступалися перед аналоговими за смугою пропускання (сотні кілогерц) і мали приблизно таку саму точність (похибки до десяти відсотків), то їх сучасні моделі мають смугу пропускання до сотень мегагерц і значно менші похибки, особливо при вимірюванні частотно-часових параметрів, для яких відносна похибка складає соті частки відсотка і менше.

Цифрові осцилографи є яскравим прикладом сучасних мультиметрів, для яких характерні гнучка структура, що може змінюватися, і, як наслідок, об'єднання функціональних можливостей декількох традиційних вимірювальних приладів. При наявності добре розробленої математичної забезпеченості, відповідних АЦП, процесорів і запам'ятовуючих пристроїв цифрові осцилографи здатні виконувати функції реєстратора перехідних процесів, цифрового мультиметра, аналізатора логічних положень, сигнатурного аналізатора, аналізатора спектра та інших вимірювальних засобів.

Наявність цифрової пам'яті в цифрових осцилографах дозволяє зберігати і відображати досліджуваний сигнал протягом будь-якого заданого проміжку часу без погіршення якості у порівнянні з аналоговими запам'ятовуючими осцилографами, застосовувати математичні моделі для лінеаризації характеристик і корекції похибок окремих вузлів вимірювального тракту приладу, проводити корекцію нуля цих вузлів, зберігати і виводити на екран інструкцію користування приладом, тестову або символьну інформацію про будь-яке порушення процесу вимірювань або несправність осцилографа. Суттєво і те, що в цифровому осцилографі можна одержати кілька незалежних розгорток для кожного каналу, що дозволяє порівнювати і аналізувати сигнали з різним масштабом часу.

Особливу практичну цінність має застосування цифрових осцилографів для дослідження низько - та інфранизькочастотних процесів. При тривалій розгортці (до десятків хвилин) цифровий осцилограф дозволяє записувати й аналізувати такі сигнали, які не можуть вимірювати аналогові осцилографи, при цьому відображення інформації може проводитись не в реальному часі, а в масштабі часу, зменшеному в будь-яке число разів. На відміну від аналогових для цифрових осцилографів не є характерним мигання зображення на низьких та інфранизьких частотах, що значно підвищує зручність їх експлуатації. Вони мають інтерфейсний блок для сполучення через КЗК з іншими системними приладами.

Цифрові генератори

Роль генераторів сигналів у системах контролю різних об'єктів і при метрологічному обслуговуванні вимірювальних засобів безперервно зростає. Разом з тим і вимоги до їх характеристик стають все більш жорсткими. Серед них, насамперед, слід назвати: наближення форми реального сигналу до заданої; підвищення точності і стабільності параметрів вихідного сигналу; зменшення часу перехідних процесів; автоматизацію керування його режимами; забезпечення інформаційного сполучення із засобами обчислювальної техніки та з системними приладами. Аналогові генератори мають певні резерви для подальшого вдосконалення в указаних напрямах, але ці вдосконалення пов'язані з серйозними технічними труднощами і мають досить обмежені можливості. Природним виходом з цього стану стали цифрові генератори, які ґрунтуються на принципах цифроаналогового перетворення, тобто на заданні кодів миттєвих значень сигналів у визначені, дискретні моменти часу і їхнє перетворювання в аналоговий сигнал за допомогою цифроаналогового перетворювача. Тим самим потрібний сигнал апроксимується з певною точністю сигналами іншої форми , наприклад кусково-східчастої або лінійно-східчастої, технічна реалізація яких більш проста. За методичною похибкою апроксимації, яка характеризує ступінь наближення cформованого сигналу до потрібного, кусково-східчаста апроксимація поступається перед іншими видами апроксимації (при однаковому числі ділянок апроксимації), але через більш просту апаратурну реалізацію і значно меншу інструментальну похибку вона в цілому виявляється найбільш ефективною і тому одержала переважне застосування в цифрових генераторах.

У теперішній час серійно випускаються цифрові генератори синусоїдних і спеціальних сигналів, а також цифрові генератори імпульсів.

Цифрові генератори синусоїдних сигналів

Формування синусоїдних сигналів у цифрових генераторах ґрунтується на кусково-східчастій апроксимації. Залежно від того, рівномірно чи нерівномірно розташовані вузли апроксимації в часі і за рівнем, можливі три варіанти формування кусково-східчастого синусоїдного сигналу (на рис. 5 показаний півперіод сигналу): з рівномірним розташуванням вузлів апроксимації в часі (, а ), з рівномірним розташуванням вузлів апроксимації за рівнем (, а ), з оптимальним (нерівномірним) розташуванням вузлів апроксимації і в часі, і за рівнем (, ). В останньому випадку забезпечується мінімальне значення коефіцієнта гармонік і найкраще наближення сформованого сигналу до синусоїди при заданому числі рівнів апроксимації.

Ефективність варіантів методу кусково-східчастої апроксимації визначається двома основними показниками: ступенем наближення кривої сформованого сигналу до синусоїди і складністю апаратурної реалізації.

Ступінь наближення форми сигналу до синусоїди задається його спектральним складом або коефіцієнтом гармонік. Для визначення спектрального складу використовують розклад сигналу в ряд Фур'є, який показує, що кусково-східчастий сигнал містить, крім основної, вищі гармоніки порядку , де p - число ділянок апроксимації (сходинок) за період сигналу; . Наприклад, при числі сходинок в сигналі будуть присутніми 99, 101, 199, 201, 299, 301 і т.д. вищі гармоніки, причому їхні амплітуди різко убувають із зростанням номера гармоніки (приблизно обернено пропорційно номеру гармоніки). Таким чином, збільшення числа ділянок апроксимації обумовлює зменшення амплітуд і збільшення номерів вищих гармонік в кусково-східчастому сигналі. При необхідності вищі гармоніки можуть бути відфільтровані і тим самим покращена якість сигналу.

Рис. 5. До пояснення цифро аналогового формування сигналів.

Загальновживаною і найбільш розповсюдженою кількісною оцінкою ступеня відтворення синусоїдного сигналу є коефіцієнт гармонік. Для його визначення при великому числі сходинок p () справедлива асимптотична формула

,

де а - числовий коефіцієнт, який набирає конкретних значень для кожного з трьох варіантів кусково-східчастої апроксимації: для рівномірної за часом ач; для рівномірної за рівнем ; для оптимальної . При великих значеннях p оптимальна апроксимація зменшує коефіцієнт гармонік у порівнянні з рівномірною апроксимацією за рівнем на 5%, а у порівнянні з рівномірною апроксимацією за часом - на 15%. При невеликих p ця відмінність досягає 30...50%. Рівномірна апроксимація за рівнем у порівнянні з рівномірною апроксимацією за часом дає виграш 10 %.

Усі цифрові генератори з кусково-східчастою апроксимацією, незалежно від її виду, можна зобразити узагальненою схемою (рис. 6).

Генератор імпульсів є мірою часових інтервалів , при накопиченні яких формуються моменти дискретизації кусково-східчастого сигналу . Цю функцію виконує блок задання моментів апроксимації , він формує, залежно від виду апроксимації, рівномірну або нерівномірну послідовність імпульсів, які потрапляють на вхід реверсивного лічильника. Код поточного числа імпульсів, записаного в реверсивному лічильнику, подається на кодові входи ЦАП і на його виході виникає кусково-східчаста напруга. Значення рівнів цієї напруги задаються реверсивним лічильником і визначаються законом зміни опорів у ЦАП.

Залежно від виду апроксимації ЦАП виконується або функціональним, або лінійним. Опір резисторів ЦАП підібраний так, що напруга на його виході змінюється за тими самими законами. Функціональний ЦАП використовується при рівномірній апроксимації за часом і оптимальній апроксимації. Лінійний ЦАП використовується при рівномірній апроксимації за рівнем, при цьому опори ЦАП і сходинки напруги на його виходах змінюються рівномірно. Функціональний (нелінійний) ЦАП може бути замінений лінійним, якщо між реверсивним лічильником і ЦАП увімкнути ПЗП, в який записати коди миттєвих значень сигналу, розраховані при проектуванні генератора. Оскільки синусоїдна функція симетрична, то її можна формувати або за чверть періоду або за півперіод з відповідним перемиканням режиму роботи реверсивного лічильника (підсумовування і віднімання) і режиму роботи ЦАП (полярність формованого сигналу). Для покращання якості вихідного сигналу між ЦАП і вихідним підсилювачем може вмикатися ФНЧ (він може входити до складу підсилювача), який заглушує вищі гармонічні складові у вихідному сигналі генератора.

Регулювання амплітуди вихідного сигналу цифрових генераторів здійснюється за допомогою подільника напруги або атенюатора, коефіцієнт передачі яких можна змінювати не тільки вручну, як у аналогових генераторів, але й автоматично за певною програмою.

Більш складним виявляється питання перебудови частоти f вихідного сигналу цифрових генераторів. Найпростіше воно вирішується при рівномірній апроксимації за часом. У таких генераторах функції блока задання моментів дискретизації ti виконує подільник частоти, коефіцієнт ділення якого установлюється згідно зі співвідношенням . Звідси видно, що є дві технічні можливості перебудови частоти f вихідної напруги генератора. Одна з них полягає в регулюванні частоти генератора імпульсів, яке може здійснюватися плавно або дискретно, із заданим кроком. Саме такий принцип перебудови частоти знаходить застосування в сучасних цифрових генераторах. Його недоліком є невисока стабільність частоти вихідного сигналу, яка ідентична нестабільності генератора імпульсів. Тому в цифрових генераторах, прецизійних за частотою, доцільним є інший принцип її перебудови. Полягає він в одержанні високостабільних коливань шляхом ділення частоти кварцового генератора подільником частоти зі змінним коефіцієнтом ділення. В цьому разі нестабільність частоти визначається дуже малою нестабільністю частоти кварцового генератора. Проте такий принцип перебудови частоти призводить до нелінійної залежності частоти f від змінного коефіцієнта ділення kд, що не дозволяє проградуювати частотну шкалу генератора безпосередньо в одиницях частоти. Цього недоліку можна позбутися, застосувавши мікропроцесор для лінеаризації шкали генератора.

Для розширення частотного діапазону сучасних цифрових генераторів, наприклад типу Г4-153, використовується кусково-східчастий метод формування сигналів спільно з двома іншими методами. Спрощена структурна схема таких генераторів наведена на рис.7.44. В цих генераторах кожному методу формування відповідає свій частотний канал і діапазон частот. У першому, високочастотному каналі синусоїдна напруга u(t) знімається безпосередньо з генератора, керованого напругою, частота якого перестроюється в діапазоні 1,0...11 МГц. У другому частотному каналі, який перекриває діапазон 0,1...1,0 МГц, синусоїдну напругу одержують виділенням основної гармоніки послідовності прямокутних імпульсів типу меандр, що формуються за допомогою подільника частоти 1 з коефіцієнтом ділення kд = 10, та блока фільтрів ФНЧ1.

Рис. 6. Узагальнена структурна схема цифрового генератора.

Рис. 7. Структурна схема цифрового генератора синусоїдної напруги.

Блок ФНЧ1 має п'ять фільтрів з різною смугою пропускання. Цифровий метод формування "синусоїдної" кусково-східчастої напруги реалізований у третьому частотному каналі з діапазоном частот від 10 Гц до 100 кГц. Піддіапазони частот у цьому каналі задаються декадним змінюванням коефіцієнта ділення подільника частоти 2, а сигнал формується за допомогою ЦАП і одного з фільтрів блока ФНЧ2 з відповідною смугою пропускання. Частотні канали через керований аналоговий комутатор вмикаються до вихідного пристрою, в якому здійснюється регулювання амплітуди вихідної напруги за допомогою ЦАП. Перебудову частоти і амплітуди вихідної напруги можна виконувати органами керування, розміщеними на передній панелі, або дистанційно

Формування спеціальних сигналів (лінійно змінного, трикутного) і складних несиуносоїдних сигналів проводиться за тим же методом - перетворювання заданих кодів миттєвих значень цих сигналів у кусково-східчастий сигнал за допомогою ЦАП.

Цифрові генератори імпульсів

Характерною особливістю цих генераторів слід вважати цифровий спосіб формування часових та амплітудних параметрів імпульсів. Узагальнена структурна схема цифрового генератора імпульсів зображена на рис.7.45. В цьому генераторі клавіатурою вхідного пристрою (вона, як правило, виконується сенсорною) здійснюється вибір режиму роботи, задання значень параметрів вихідних імпульсів і формування їх кодів. Формувач сигналів керування призначений для генерації сітки опорних частот при внутрішньому запуску, для підсилення і обмеження, зовнішнього запуску, формування синхроімпульсів.

Основний функціональний вузол приладу - формувач часових параметрів - призначений для зберігання кодів значень параметрів, які записуються у вхідному пристрої, і формування з цих кодів проміжних імпульсів, які визначають часові параметри вихідних імпульсів: тривалість, період повторення і часовий зсув основних імпульсів відносно синхроімпульсів. Робота формувача часових параметрів ґрунтується на записі у реверсивному (або віднімальному) лічильнику, що входить до складу формувача, коду часового параметра з подальшим його списуванням імпульсами певної опорної частоти . Значення часового параметра виділяється між початком списування і моментом обнуління реверсивного (віднімального) лічильника і дорівнює .

Для формування амплітуди імпульсів використовується ЦАП, з виходу якого імпульси потрапляють на формувач виходу. Регулювання амплітуди вихідних імпульсів здійснюється подільником напруги в складі формувача виходу. Перебудова подільника напруги може бути ручною і автоматичною, в тому числі програмованою. Відображення заданих значень параметрів вхідних імпульсів і режимів роботи генератора відтворюється в блоці індикації.

Висока точність задання амплітуди імпульсів забезпечується живленням ЦАП і формувача виходу від стабілізатора напруги.

Усі цифрові генератори імпульсів мають вихід на КЗК, через який дистанційно установлюються режими роботи генератора і параметри вихідних імпульсів.

Рис.7.45. Узагальнена структурна схема цифрового генератора імпульсів.