РАЗРАБОТКА  ТЕХНИЧЕСКОГО  ЗАДАНИЯ

    Данное радиоприемное устройство диапазона СВЧ с ВИМ  предназначено для организации радиорелейной связи и обеспечения приема многоканальных сигналов с временным уплотнением, с фазово (временно) импульсной модуляцией или приема цифровой информации. Данное РПУ входит в состав приемно-передающей  промежуточной станции радиорелейной  линии связи, т.е. является стационарным  оборудованием.  Отношение напряжения сигнала к напряжению шума является одним из наиболее важных параметров радиорелейной  линии, т.к. оно определяет, по существу, возможную дальность связи, т.е. такое число ретрансляции, при котором напряжение шума в канале не превышает величины допустимой для  телефонной передачи.
ВЫБОР СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ

     При  выборе структурной схемы приемного устройства мы должны учитывать требования технического задания, а именно: обеспечение сравнительно высокой чувствительности, избирательности, стабильности частоты гетеродина, а также учитывать минимум  искажения  формы  импульсных сигналов при их усилении.  Опираясь на вышесказанное можно остановить свой выбор на супергетеродинной схеме приемника. Для постоянства уровня выходного сигнала при значительных изменениях его на входе, придется включить в схему систему АРУ и несколько каскадов УПЧ.  Избирательность по «зеркальному» каналу будет обеспечивать преселектор, а избирательность по соседнему каналу - неперестраеваемые фильтры каскадов УПЧ. После детектора, который выделяет огибающую радиоимпульса, находится видео усилитель (широкополосный усилитель т.к. спектр импульса занимает  широкий диапазон  частот и необходимо  выполнить условие о неискажении формы импульсного сигнала  при  усилении), далее система АРУ, регулирующая входное напряжение первых  каскадов УПЧ, которые осуществляют основное усиление на промежуточной частоте. После видео усилителя находится оконечное устройство, в качестве которого может быть УГС (усилитель групповых сигналов).

  Структурная схема РПУ представлена на рис.1

ВЫБОР СХЕМЫ ГЕТЕРОДИНА И ЕГО ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ

При выборе схемы гетеродина, его рабочей частоты с учетом  обеспечения заданных требований по стабильности частоты, необходимо учитывать, что при высокой частоте гетеродина, отклонение промежуточной частоты от номинального значения, на которое настроены селективные цепи тракта УПЧ, может быть довольно значительным (из-за нестабильности  гетеродина), что ведет к уменьшению коэффициента усиления тракта, т.е. к  ухудшению селективности и чувствительности РПУ вследствие смещения спектра сигнала промежуточной частоты относительно полосы пропускания тракта УПЧ. При «нижней» настройке (т.е.fc>fг) селективность тракта УПЧ по «зеркальному» каналу обычно выше, чем при «верхней»  настройке, в силу  несимметричности частотной характеристики колебательного контура. Отсюда ориентировочно  f г<f с  . Для достижения заданной стабильности частоты  гетеродина, с учетом требований по экономичности, простоте эксплуатации можно ориентироваться на схему, выполненную на туннельном диоде, у которого  fг= 3*10…..10      таб.1.1[1]                   

  ОПРЕДЕЛЕНИЕ  ПОЛОСЫ  ПРОПУСКАНИЯ  ПРИЕЬНИКА

Полоса пропускания линейного тракта, форма основных характеристик (АЧХ,ФЧХ) в пределах полосы частот принимаемого сигнала должна удовлетворять требованиям допустимых искажений П=Fс+2fд+fзап     [1],гдеFc   - ширина спектра принимаемого сигнала , Fc=1/tуст,               tуст   - время установления импульса на выходе          F=1/0.24*10= 4.16 МГц ,       2fд-                                  -  Доплеровский сдвиг частоты принимаемого сигнала (в случае перемещения передатчика или приемника).В данном случае , рассматриваемый приемник , входящий в состав приемно-передающей аппаратуры РРЛ связи ,  является стационарным и  2fд=0,  f зап - запас по частоте ,зависящий от нестабильности частоты принимаемого сигнала , нестабильности частоты гетеродина,погрешности в настройке контуровfзап=2(c*fc)+(г*fг)+(н*fг)+(пр*fпр)  Последними двумя можно пренебречь в силу их малости .  Итак fзап=2 = 198,925 КГц  , с=4*10-по Т.З. ,   г=3*10   -это известно после выбора схемы гетеродина , fc=2*10Гц   -частота  сигнала . Так как мы выбираем нижнюю настройку частоты гетеродина :           fг = fc – fпр, fпр 15/tu=15/1.2*10 =12.5 МГц          Примем fпр=30МГц. Отсюда следует: fг=2*10-3*10= 1,97 ГГц                                                               Итак   П=4,16 МГц + 198,925 КГц=  4,36 МГц                                                                                                                                                          По коэффициенту расширения полосы пропускания можно судить об использовании системыАПЧ.  Если К1,5  то нужна система автоподстройки частоты , Кp=П/Fc    Kp= 4.36 MГц/4,16 МГц = =1,04 < 1.5  отсюда следует, что система АПЧ не нужна                                                                                             Пf=1.1П=1,1*4,36МГц=4,796МГц -  эффективная шумовая полоса, ПF=0.7П=0,7*4,36МГц=3,052МГц

РАСЧЕТ ДОПУСТИМОГО КОЭФФИЦЕНТА ШУМА.
           

ВЫБОР СХЕМЫ ПЕРВЫХ КАСКАДОВ ПРИЕМНИКА И ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ ДЛЯ

НИХ
.

В дециметровом диапазоне волн чувствительность приемника ограничивается только внутренними шумами каскадов и элементов. Внешними помехами можно пренебречь. Для обеспечения заданного задания отношения сигнал/шум на выходе линейной части приемника необходимо найти допустимый коэффициент шума Nдоп, при заданной реальной чувствительности: Nдоп Кр.ф[Pa.c/(k*To*Пш*р.вх)-ta+1]      [2]     где Pa.c= 4*10Bm     реальная чувствительность приемника в виде номинальной мощности сигнала  отдаваемой  антенной согласованному с ней приемнику                                                                                                                                                                  t a=Ta /To =160K/293K=0.546 - Относительная шумовая температура антенны.                            k=1.39 *10Дж/град – Постоянная Больцмана  To=293K-Стандартная температура                                    Пш=Пf=4.796МГц –Эффективная шумовая полоса пропускания                                                          р.вх=0,7=0,7=0,652                                                                 Пвых=0,5/tуст=0,5/0,24*10   = 2,08МГц - Полоса пропускания ВУ            Крф=10= =10=0,98-Коэффициент передачи фидера                                                                                 -затухание в кабеле=0,02дб/м по Т.З    ф -длина фидера = 4 м по Т.З                                       Итак  Nдоп= 0,98[4*10 /(1.39*10*293*4.796*10*0.652)-0.546+1] =  6.1=8дб                                  При приеме сигналов на частотах  более 1ГГц в качестве первого каскада можно выбрать преобразователь частоты на полупроводниковом смесительном диоде. Надо учесть, что преобразователь частоты  со смесительным диодом имеет Крпч<1 и на коэффициент шума приемника будут заметно влиять шумы УПЧ. Поэтому в первом каскаде УПЧ рекомендуется использовать транзистор, включенный по схеме  с общим эмиттером, с малым Nmin и большим Кр=  Y21э/Y12э  и определить N э- коэффициент шума приемника                                                      No=(Nвх.ц+ [Nр-1]/Kpвх+[Nпч-1]/[Крвх*Курч] +[Nупч-1]/[Kрвх*Курч*Крпч] +………)/Lф      [1]                где    Nвхц  Nр Nпч Nупч  - коэффициенты шума соответственно: входной цепи, усилителя радиочастоты, преобразователя радиочастоты, усилителя преобразователя частоты, а Кр-их коэффициенты передачи по мощности. Lф- коэффициент передачи мощности антенного фидера. Если не учитывать в первом приближении наличие тракта УРЧ, то формула упрощается             No (tc/K рпч )+[(Nупч1 –1)/Крпч]=(tc+Nупч1-1)/Крпч    [1]               где tc =0.5…1.5 - шумовое отношение полупроводникового диодного смесителя.       N упч    -  коэффициент шума  первого каскада УПЧ  К рпч    -  коэффициент передачи по мощности преобразователя частоты                                              В схеме преобразователя частоты можно использовать диоды с барьером  Шоттки ДБШ типа АА112Б, у которых потери преобразования Lпр  6дб   , характеризующие уменьшение мощности сигнала при его преобразовании в сигнал  промежуточной частоты, таб. 7.1. [1]                      Возьмем  Lпр=4 дб=2,5   ,т.е. уменьшение мощности сигнала в 2,5 раза. Отсюда следует Крпч=1/Lпр=1/2,5=0,4     За основу каскада УПЧ можно взять ИМС серии К228УВ2 на основе транзисторов 2Т307Б                                                                                                                                    с Nmin = 1,3, по данным расчета программы «TYNSAK »  для расчета  Y параметров  и Nmin [5]. Так как  Nупч1= 2Nmin   , то Nmin1=2.6                                                                                                              Теперь есть все составляющие для  вычисления коэффициента шума приемника.                             No (0.5=2.6-1)/0.4=5.2=7.2дб                                                                                                                        Так как в результате расчетов оказалось, что No<Nдоп, то отсюда следует, что первым каскадом, после входной цепи будет преобразователь частоты, т.е. УРЧ можно не использовать.

ВЫБОР ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ И ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ ТРАКТА ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ. ВЫБОР ИЗБИРАТЕЛЬНОЙ

СИСТЕМЫ ВХОДНОЙ ЦЕПИ.

Для обеспечения избирательности по «зеркальному» каналу на входе радиоприемного устройства ставится полосковый полосно-пропускающий фильтр ППФ на связанных симметричных полосковых линиях. Для заданной частоты сигнала эквивалентное затухание резонатора на МПЛ

 э  =0,02. По рис. 2.2 [2] видно, что необходимое ослабление «зеркального» канала (25 Дб по 7.3) можно получить, выбрав 2-ух звенный фильтр. По рис.2.2 находится зк=5,8. Теперь находим  fпр, обеспечивающая избирательность по «зеркальному» каналу:

 1. fпр0,25 зк*dэсч*fo, где dэсч -эквивалентное затухание контуров[2]. Рекомендуется брать    0,002...0,004

Минимально осуществимое эквивалентное затухание тракта УПЧ:   эп=q*o min [2]  Для полученной fпр по табл. 2.6. [2] нужно выбрать q=2,6-коэффициент шунтирования контура и

 o min  =0,006 -минимально достижимое затухание контура  эп = 2,6 *0,006=0,015

Коэффициент прямоугольности резонансной кривой тракта  УПЧ для ослабления 25 Дб: Кпс=2fck/Пf    [1],где 2fck - расстройка при ослаблении соседнего канала fck=5.5МГц     Пf=4.796 МГЦ

Кпс=2*5,5*10/4,796*10=3,29 Вид и количество селективных элементов выбирается из табл. 2.7.[2], так чтобы Кпс был не больше требуемого. Кпс=3,0   при 3-ех каскадах, но при ослаблении соседнего канала 40 Дб. На каждый каскад приходится ослабление по 13 Дб. Заданное по Т.З. ослабление нам обеспечат, значит 2  каскада по 13 Дб. Итак, полученный коэффициент прямоугольности обеспечат две избирательные системы с двумя связанными контурами с критической связью между ними (  =1) и    (м)  =0,99

Для обеспечения заданной полосы пропускания многокаскадного усилителя с одинаковыми каскадами, промежуточная частота приемника должна удовлетворять неравенству:

2. fпр(fпл/эп)*(м)=(Пf /эп)*(м) [2]

Теперь следует определить fпр из условия обеспечения хорошего воспроизведения формы импульса на выходе детектора

3. f прu  где  u  - длительность импульса  

Далее следует определить fпр из условия обеспечения необходимой фильтрации напряжения ПЧ на входе детектора

 4. f пр Fпл  [3], где  Fпл=ПF=3.052 МГц      


   Итак, в итоге получаем:

1.fпр0,25*5,8*0,004*2*10=11,6МГц

2.fпр (4,796*10/0,015)*0,99=316,5 МГц

3.fпр(10….20)/1,2*10= (8,33…..16,66)МГц

4.fпр (5….10)*3,052*10=(15….30)МГц

Окончательно можно выбрать fпр=30 МГц
ВЫБОР  СХЕМЫ  И  ЭЛЕМЕНТНОЙ  БАЗЫ  ТРАКТА  ПЧ,

РАСЧЕТ  ЧИСЛА  КАСКАДОВ  УСИЛЕНИЯ.

В приемниках дециметровых волн без усилителей радиочастоты существенным фактором, определяющим чувствительность приемников, является коэффициент шума тракта УПЧ. В таких случаях для снижения коэффициента шума приемника рационально после диодного преобразователя частоты первым включать малошумящие каскады УПЧ. Поскольку в приемниках с диодным преобразованием частоты влияние полосы входной цепи УПЧ на частотную характеристику УПЧ в первом приближении можно пренебречь, а применение коррекции или нейтрализации в малошумящих каскадах УПЧ нежелательно, так как это может увеличить коэффициент шума, низкий коэффициент шума этих каскадов должен достигаться благодаря использованию в них малошумящих транзисторов, подбору режимов их работы, специфическому построению  как тракта УПЧ так и цепей соединяющих вход УПЧ с выходом преобразователя частоты. Желательно чтобы малошумящие каскады УПЧ имели достаточно высокий коэффициент усиления и возможность регулировки при заданном динамическом диапазоне входных сигналов. Необходимо так же обеспечить достаточную широкополосность тракта УПЧ для усиления импульсного сигнала при выполнении заданного требования по избирательности и устойчивости усиления. Этим требованиям в наибольшей мере соответствует применение в качестве усилительных каскадов УПЧ - усилительных каскадов на транзисторах, соединенных по каскадной схеме.  В силу изложенного выше в качестве усилительного  элемента выбираем ИМС  серии 228, имеющей широкое применение. Для того чтобы найти коэффициент усиления УПЧ надо знать  входное и выходное напряжение УПЧ. Так как за каскадами  УПЧ расположен детектор, то Uвхдет.=Uвых.упч. Для нормальной работы детектора импульсного сигнала на его вход надо подавать U=1В, тогда Uвых.дет.=(0,4...0,5)В

Сначала требуется найти величину сигнала на входе УПЧ                                                                         Uвх.упч=  [2]

где Крф=0,98-коэффициент передачи фидера

Кр.вх.ц.=(0,25....0,1)-коэффициент передачи входной цепи в виде ППФ с затуханием на краях полосы пропускания порядка (8...10)Дб Крсм=0,4-коэффициент передачи смесителя на диодах с барьером Шоттки

q вых.см=0,002 См -активная составляющая входной проводимости смесителя

Uвх.упч==8,1*10В

Теперь можно найти коэффициент усиления  трактата УПЧ

Купч =Uд*Кз/*U вх.упч       , где Uд = 1В-напряжение сигнала на входе детектора (или Uвых. упч)

Кз = (1...2) - коэффициент запаса усиления

Купч=1*1/*8,1*10= 81934

Ориентировочное число каскадов УПЧ:

nlgKупч  ;  n  lg81934 = 4.9        Принимаем n = 5

Каскады УПЧ собраны на ИМС серии К228УВ2 на основе транзисторов 2Т307Б, имеющих следующие параметры Uкэ max=10В, I к max=20мА,  Р к max=15мВт, Сэ<3 nФ,  Iко=0,5 мкА,o=60,

f/f=0.2, rэ= 20 Ом, r’б= 50 Ом, Ск= 6 пФ

Коэффициент шума этого транзистора уже рассчитан в [5]  Nmin=1,3. Тогда коэффициент шума 1-го каскада   УПЧ:

Nупч1=2*Nmin=2.6

Поскольку наибольшее влияние на шумовые параметры, в том числе и коэффициент шума всего тракта УПЧ оказывает первый каскад, то можно считать, что коэффициент шума УПЧ Nупч1
         
ВЫБОР СХЕМЫ И ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ ДЕТЕКТОРА И ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯ
Для детектирования импульсных сигналов в основном применяется последовательная схема диодного детектора как наиболее простая и обеспечивающая широкую полосу пропускания. В качестве нелинейного элемента используется германиевый диод. Согласно техническому заданию на выходе радиоприемного устройства надо получить Um вых=5В. Необходимо определить коэффициент усиления импульсного усилителя: Kу=Umвых/Uвхд*Кд , где Uвхд = 1В-напряжение сигнала на входе детектора ,Кд=(0,4…0,5)- коэффициент передачи детектора

Ку=5/1*0,5=10

Так как выходное напряжение РПУ нужно получить на низкоомной нагрузке, то для согласования

необходимо использовать эмиттерный или стоковый  повторитель с коэффициентом передачи Кэп=0,8, тогда окончательно коэффициент усиления импульсного усилителя:

 К’у= Ку/Кэп=10/0,8=12,5   Принимаем К’у=13  . В качестве видео усилителя может быть применена ИМС серии  КР 119 УН 1.
ВЫБОР  СХЕМЫ  И  СПОСОБА  РЕГУЛИРОВКИ  УСИЛЕНИЯ.

РАСЧЕТ  ЧИСЛА  РЕГУЛИРУЕМЫХ  КАСКАДОВ 

И  ПОСТОЯННОЙ  ФИЛЬТРА  АРУ.   

Чтобы освободить оператора от операций регулировки усиления в условиях значительного динамического диапазона изменения уровня входного сигнала применяют АРУ, с помощью которой обеспечивают, необходимое для нормальной работы оконечных устройств, постоянство выходных сигналов.

В приемниках импульсных сигналов используют инерционные АРУ. Основное отличие импульсной системы от непрерывной состоит в том, что она содержит в цепи регулирования импульсный элемент, задачей которого является преобразование импульсного напряжения на выходе регулируемого усилителя в постоянное управляющее напряжение, пропорциональное уровню входных импульсных сигналов. Эта задача решается с помощью пикового детектора. С целью сохранения большей  линейности регулировочной характеристики и уменьшения возможных нелинейных искажений сигнала целесообразно осуществить регулировку усиления первых каскадов усиления приемника, работающих с малым уровнем сигнала. Обычно регулируемыми являются первые каскады УПЧ. Требования к эффективности АРУ определяется заданием коэффициентов:

Dвх=Uвх.max/Uвх.min = 80 дб (10000) - динамический диапазон входного сигнала  [3]

Dвых = Uвых.max / Uвых.min = 6 дб (2)  - относительное, допустимое изменение амплитуды напряжения на выходе линейной части приемника. Необходимое изменение коэффициента усиления регулируемых каскадов: Dр.треб= Dвх - Dвых = 80 – 6 = 74 дб

Учитывая, что один каскад позволяет получить глубину регулировки до 25 Дб, выбираем число регулируемых каскадов р=3. Из соотношения Ез = Ко Um.вх.min   = [3],где Um.вх.min - минимальная амплитуда напряжения на входе первого регулируемого каскада, при котором начинает работать система АРУ. Ез  - напряжение задержки.

Um.вых.min - минимальная амплитуда напряжения на выходе последнего каскада, охваченного цепью регулирования системы АРУ при входном сигнале приемника, соответствующего его чувствительности:

Um.вх.min = U вх.упч = 8,1 мкВ=8,1*10В

Um.вых.min = Uвых.min= 5В

Далее необходимо найти напряжение задержки и коэффициент усиления.

Uвых.min = Ко U вх.упч,отсюда Ко = Uвых.min /U вх.упч=5/ 8,1*10=  617284

Ез = Ко Um.вх.min= 617284*8,1*10= 5В = Um.вх.min

Так как особые требования к динамическим свойствам АРУ не предъявляются, то выбираем простейшую однозвенную структуры АРУ. Теперь надо определить обобщенный параметр системы:

Мmax = p(1- 0.1p)( Up.max + Um.вых.min) /( Dвых-1)* Up.max * Um.вых.min

где Uрmax - максимальное регулирующее напряжение, которое подается на регулируемые усилители (УПЧ)

 Up.max= Кд  Uвых.max, где Кд - коэффициент передачи детектора. [1] Кд=1=Kару

 Uвыхmax -максимальное изменение амплитуды сигнала на выходе.Так как Dвых = Uвых.max / Uвых.min = 6 дб=2, Uвых.min=5В

На выходе амплитуда сигнала максимально изменяется в 2 раза то есть Uвыхmax =10/2=5В , а Uвых.max= 10 В         Uвыхmax=Uвыхmax -Uвых.min

Теперь можно вычислить U р max = 15 =5 В

Мmax = 3(1-0,1*3)(5+5) /(2-1)*5*5= 8,4

Длительность переходного процесса в системе АРУ:

 ару =i *100  =100*2,8*10 =280*10с

где i - средний период следования импульсов (по Т.З. i =2,8*10)

Максимально допустимое значение постоянной времени фильтра цепи регулирования :

Тф( ару/2.3)(1 + Мmax)

 Тф (280*10/2,3 )(1+ 8,4 ) = 0,56 мс

Проверка устойчивости системы АРУ:

Тф 2 Мmax    =2*8,4*2,8*10= 47,04 мкс

Так как    47,04 мкс Тф0,56 мс, то система устойчива.
РАСЧЕТ  ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СХЕМЫ

РАСЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ.         

 В заданном диапазоне частот наиболее эффективным является полосно-пропускающий фильтр (ППФ), выполненный на полосковых линиях. Применение таких фильтров позволяет уменьшить габариты, вес и стоимость всего изделия. Для построения  можно воспользоваться Чебышевской аппроксимацией частотной характеристики, поскольку она обеспечивает более крутые склоны , при меньшем числе звеньев фильтра , по сравнению с максимально плоской характеристикой  Баттерборта. Суммарное затухание в полосе пропускания будет тоже наименьшим, что весьма  важно для микрополосковых фильтров, активные потери которых  относительно велики.

Исходные данные для расчета фильтра:

Средняя частота полосы пропускания  fо=2 ГГц;

Полоса пропускания Ппр = fпр - f- пр= 2f пр= 0,06 ГГц

Затухание в полосе пропускания Ln (без учета активных потерь) Ln =1 Дб

Полоса заграждения П з = fз – f- з = 4 fпр= 0.12ГГц

Затухание на  границах полосы заграждения Lз = 30 Дб

Волновое сопротивление подводящих линий Wо = 50 Ом

Толщина подложки  h =1,0 мм с e = 9,6 - диэлектрическая проницаемость

Тангенциальный угол потерь tg = 10 ^-4 . Материал проводников - медь.

Далее требуется подсчитать число элементов «n» прототипной схемы ФНЧ:

n arch  /arch(П з/ Ппр)        [1]

n arch /arch(0.12/0.06) = arch62/ arch2=ln(62+   )/ln(2+ ) = 3.65

Полученный результат округляем до ближайшего целого n = 4.

Следовательно, необходимое число связанных четвертьволновых звеньев фильтра равно n + 1 = 5.

По справочнику  [6] для значения Ln = bn = 1 Дб  находим величину 1/ =2.66 и обобщенные параметры прототипа: q1 =2.0991; q2 =1.0644; q3 =2.8312; q4 =0.7892

qo =   * Ппр /2*fo = 0.0472; qn+1= q5 = qo *1/= 0.0472 *2.66 = 0.1254

По формуле Аi = qo/        [1] определяем коэффиценты :
А1 = 0.0472  = 0.149

А2 = 0.0472  = 0.032

А3 = 0.0472  = 0.027

А4 = 0.0472  = 0.032

А5 = 0.0472  = 0.150
Рассчитываем волновые сопротивления связанных линий каждого i-го звена фильтра при четном W и нечетном W видах возбуждения. Результаты расчета приведены в табл. 1

W= Wo(1+ Аi+ Аi²)                              W= Wo(1- Аi+ Аi²)  [1]

Используя полученные значения W и W, по графику 4.29 [1] находим отношения размеров МПЛ каждого звена ( w /h); и соответствующую относительную ширину зазоров связанных линий ( S/h ). По графикам рис. 4.29 (б) [1] находим эффективную диэлектрическую проницаемость МПЛ каждого звена eэ и с ее помощью находим liэ

lio = о/4eэi [1]

где с= 3*10¹⁰ см/с  - скорость света в воздухе

lio -длина отрезков для каждого звена фильтра

Полученные значения lio необходимо скорректировать на величину li, определяемую по рис.3.40 [1] и учитывающую влияние концевой емкости разомкнутого конца четвертьволнового отрезка МПЛ. Так как сосредоточенная концевая емкость увеличивает эффективную длину линии на величину   l , зависящую от размеров МПЛ, поэтому физическая длина li= lio - li [1]. Расчетное значение  li заносим в табл.1

Величину (w/h  )  =0.97 находим по графику 4.29(a)[1] для значений W = W = Wo =  50 O м                                    

и ( S/h ) i ® ¥. Абсолютные значения wi и Si находим через толщину подложки МПЛ «h»,  где  h = 1мм. Далее по полученным результатам составляем топологическую схему ППФ, которая приведена на рис.2

Перейдем к расчету суммарного затухания ППФ в полосе пропускания. Поскольку геометрические размеры микрополосковых резонаторов фильтра близки между собой, полагаем их ненагруженные добротности Qo одинаковыми и потери рассеяния фильтра в середине Ппр                                                       Lo =  4.34*fo / (Ппр*Qo)               [1]

где  n = 4 -число элементов фильтра

q i -обобщенные параметры для каждого элемента фильтра

Qo - собственная ненагруженная добротность одиночного элемента фильтра

fo   = 2ГГц  -  средняя частота Ппр фильтра . Ппр =0.06ГГц -полоса пропускания

ТАБЛИЦА 3

Uвх,мкВ	Uвых,В	Uвх,мкВ	Uвых,В	Uвх,мкВ	Uвых,В
10	5,00	15000	5,9	55000	8,4
100	5,01	20000	6,2	60000	8,8
500	5,03	25000	6,5	65000	9,0
1000	5,06	30000	6,85	70000	9,3
2500	5,15	35000	7,2	75000	9,6
5000	5,3	40000	7,5	80000	9,9
7500	5,5	45000	7,8	82000	10,6
10000	5,6	50000	8,1

                                             ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ПРИЕМНИКОВ.

ИЗМЕРЕНИЕ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ.

 Для СВЧ приемников чувствительность принято оценивать по величине мощности сигнала на входе приемника, при которой: при заданном отношении сигнал/шум на выходе обеспечивается определенная реальная  и предельная. Предельная чувствительность приемника характеризуется величиной мощности входного сигнала при отношении сигнал / шум р =1 на входе .Реальная чувствительность (Рас) приемника характеризуется наименьшим значением мощности сигнала на входе приемника, при котором на выходе приемника обеспечивается заданное значение отношения сигнал / шум     р =10.

Уровень внешних шумов в СВЧ диапазоне  сравнительно невысок и поэтому чувствительность СВЧ приемников ограничивается их собственными шумами и коэффициентом усиления, при этом  чувствительность тем выше, чем больше  коэффициент усиления, т.е. при измерениях желательно  отключать систему АРУ, которая  ограничивает амплитуду сигнала и шумов, при максимальном усилении. Для исключения действия различных электромагнитных наводок измерение следует проводить  в экранированной камере (помещении) при заданных значениях температуры, влажности и давления.

Таким образом, для измерения реальной чувствительности СВЧ приемника необходимо найти значение предельной чувствительности Рпр = NKTш Пш = Ршвых/Кпр и умножить на заданное отношение сигнал / шумр =10. Рас = р Рпр=р NKTш Пш       [2]где N- коэффициент шума  приемника; К= 1,38 *10^-23  Дж/град- постоянная Больцмана;                                                                                     Тш- шумовая температура приемника    Пш- шумовая полоса пропускания   Кпр- коэффициент усиления линейной  части приемника       Рш вых- мощность шумов на выходе приемника при р= 1 Для замера предельной чувствительности приемника необходимо поместить его в экранированное помещение при заданных внешних условиях, отключить или нейтрализовать  действие системы АРУ и закоротив вход приемника  замерить с помощью квадратичного вольтметра напряжение шумов на выходе линейной части приемника. Зная напряжение шумов, находят мощность шумов и, используя соотношение Рас = р Ршвых /Кпр находят реальную чувствительность приемника. Поскольку величина мощности шумов относительно мала, то при оценке реальной чувствительности приемника необходимо так же учитывать погрешность измерений. Зная мощность шумов на выходе приемника можно определить коэффициент шума приемника, используя соотношение: Ршвых= NKTш Пш отсюда  N= Ршвых/ KTш Пш

ИЗМЕРЕНИЕ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ.

Избирательные свойства приемника оценивают по частотной характеристике тракта УПЧ и находят как соотношение чувствительности приемника U(f) при расстройке f к чувствительности настроенного на рабочую частоту приемникаUo .                                       Различают избирательность по соседнему и зеркальному каналам, а также по каналу промежуточной частоты. Селективность (избирательность) по зеркальному каналу, отстоящему на две  промежуточной частоты в сторону частоты гетеродина.з.к=20lg(Uзк / Uо )                   Селективность на промежуточной частоте  .пч=20lg(Uпч / Uо )                                            Селективность по соседнему каналу при   f= 5,5МГц        .с.к=20lg(Uск / Uо )                               Для определения избирательности используют  метод одного  или двух сигналов. Для определения избирательности приемника в условиях близких к реальным, используем метод двух сигналов, заключающийся в том, что на вход приемника одновременно подают два сигнала, один из которых имитирует полезный сигнал, другой - сигнал помехи.

Измерение двухсигнальной избирательности по соседнему каналу производится следующим образом: берется два ГСС, один из которых настраивается на частоту 2 ГГц, а второй расстраиваем относительно первого на 5,5 МГц в сторону частоты гетеродина

т.е. настраиваем на частоту f= 1994,5МГц

Для повышения точности определения избирательности частоту настройки обоих ГСС контролируем с помощью частотомера. Оба генератора через эквивалент антенны подключаются ко входу приемника, при этом действие системы АРУ должно быть скомпенсировано или система должна быть отключена. Включаем ГСС, настроенный на частоту полезного сигнала и подаем на вход приемника модулированный полезный сигнал, уровень которого равен значению измеренной ранее чувствительности приемника, при этом второй ГСС должен быть выключен, хотя и подключенный   ко входу приемника, что нужно для того чтобы создать приемнику на входе условия работы без помех. С помощью селективного вольтметра замеряем напряжение на выходе приемника. Затем выключаем модуляцию первого генератора и включаем второй ГСС, осуществляя требуемую модуляцию мешающего сигнала. Изменяя напряжение мешающего сигнала на выходе второго ГСС добиваемся получения на выходе приемника напряжения, в заданное число раз меньше, чем при подаче полезного сигнала (в данном случае в 10 раз или 20 Дб). Отношение полученного напряжения мешающего сигнала к напряжению полезного сигнала на входе приемника, выраженное в Дб, является показателем избирательности по соседнему каналу. Аналогично производится измерение избирательности по зеркальному каналу и на промежуточной частоте, при этом второй ГСС настраивается на частоту, отстоящую от частоты полезного сигнала на две промежуточных частоты в сторону  меньших  частот так  как

fг = 1.997 ГГЦ < fс = 2ГГЦ      или соответственно на частоту равную промежуточной.
ОЦЕНКА КАЧЕСТВА СПРОЕКТИРОВАННОГО РПУ.

В процессе проектирования РПУ были реализованы требования технического задания. Электрическая схема выполнена с применением интегрированных микросхем практически одной

серии К 228, при этом применение стандартных ИЭТ достигает  80, что обеспечивает достаточно высокую технологичность, ремонтопригодность и надежность РПУ. Настройка       и регулировка  РПУ заключается практически в настройке избирательных систем  в процессе изготовления устройства на одну фиксированную частоту, т.е. регулировка устройства в процессе эксплуатации практически  не нужна. Предполагаемое применение в качестве источника питания  двухполярного источника постоянного тока  позволяет уменьшить массу и габариты  РПУ и обеспечить его работу в автономном режиме , что не маловажно для РПУ, применяемых в РРЛ связи. Применение микроволновой технологии обеспечивает возможность автоматизации процессов  изготовления ППФ и смесителя, что   позволяет получить их с более высокими характеристиками, а значит  улучшить параметры РПУ. Поскольку мощность потребления  РПУ незначительна, то при соответствующей более глубокой проработке все РПУ может быть реализовано по интегральной технологии в виде одной гибридной или интегральной микросхемы БИС.